近幾十年來，服務器和計算機系統架構隨著電力輸送 (PD) 需求的增加而增加。這使穩壓器設計復雜化，因為它需要在提高效率和快速動態響應之間以及在更低功率損耗和 MOSFET 尺寸之間進行折衷。服務器的電源必須具有高電流、低電壓和快速瞬態響應，這意味著它們必須以比其他應用高得多的頻率運行。為了滿足這些需求，需要一個多相降壓轉換器，它具有多個并聯工作的降壓轉換器以驅動共享負載。為了滿足大功率需求，多相降壓轉換器廣泛用于服務器和電信行業。

使用多相降壓轉換器的好處

系統中使用的相數有效地增加了基頻。這使轉換器能夠以極高的頻率運行，從而能夠以更少的組件和更低的輸出電容滿足更高的電流需求。降壓轉換器需要快速瞬態響應，這意味著它必須能夠將能量從輸入快速傳輸到輸出。這需要在單相設計中使用適度的電感，這可能會導致巨大的、不切實際的電流波。當負載由并聯轉換器驅動時（每個分支以相等的相移運行），穩態電壓紋波以及輸入和輸出 RMS 電流都會降低，從而導致輸入和輸出電容更小。由于電流紋波消除，可以使用更小的電感，這減少了瞬態電壓尖峰。這是由于倍頻效應，它會導致紋波的幅度除以分支數，從而產生 N 倍的頻率。例如，一個 4 相應用會產生一個總電感電流紋波（IOUT = I O1 + I O2 + I O3 + I O4 ) 小四倍，紋波頻率是單個相位的四倍（見圖 1）。

圖 1：總輸出電流紋波

多相轉換器的熱效率也得到了提高。通過將電流分配到多個相中，也可以分擔功率損耗。這減小了散熱器尺寸，并通過減少每個分支上的熱負載使整個系統更具成本效益。多相轉換器對于在短時間內提供大功率水平至關重要。但是，系統所需的電源在各種應用中變化很大，例如服務器電源。以輸出電流為100A為例，要求各相輸出電流；但是，如果電流降低到 10A，相數過多會因附加功率開關中的開關損耗而降低效率。

設置數字控制器

采用自適應切相和相位控制等控制方法，根據負載電流修改相位操作，可以幫助數字控制器進一步提高效率。設計人員可以使用這些解決方案在整個負載電流范圍內實現指定的目標效率。

圖 2：切相

設計指標

表 1 顯示了對平均電源軌的要求。輸入電壓 (V IN ) 設置為 12V，這是大多數應用的常用值。輸出電流 (I TDC ) 為 220A，輸出電壓 (V OUT ) 為 1.8V，這是服務器應用中電壓軌的通用值。

表 1：電源軌規格

驅動器和 MOSFET選擇

在大多數多相轉換器中，每個相位都設計為將峰值電流限制在 40A 左右。然而，行業內的創新導致解決方案能夠處理顯著更高的峰值電流，MP86957等器件可提供高達 70A 的連續電流。此設計規則還取決于其他參數，例如空間限制或散熱器的使用及其熱特性。

實施多相轉換器解決方案

為了說明多相轉換器的好處，本文使用了一個保守的電流分布目標，即每支路約 40A，這是通過 7 相設計實現的。這種設計將最大電流保持在足夠低的水平，以使熱耗散和功率損耗更易于管理。

選定的開關頻率 (f SW ) 為 500kHz。在 7 相設計中，由于倍頻效應，這提供了 3.5MHz 的總輸出紋波頻率。

MP2965被選為數字控制器，因為它可以配置為最多 7 相操作。該控制器使用脈寬調制控制根據輸入和輸出電壓實時調整 PWM。為了完善多相穩壓器解決方案，該設計還使用了MP86945A，這是一款能夠實現高達 60A 連續輸出電流的單片半橋。

驅動器和 MOSFET選擇

在大多數多相轉換器中，每個相位都設計為將峰值電流限制在 40A 左右。然而，行業內的創新導致解決方案能夠處理顯著更高的峰值電流，MP86957等器件可提供高達 70A 的連續電流。此設計規則還取決于其他參數，例如空間限制或散熱器的使用及其熱特性。

實施多相轉換器解決方案

為了說明多相轉換器的好處，本文使用了一個保守的電流分布目標，即每支路約 40A，這是通過 7 相設計實現的。這種設計將最大電流保持在足夠低的水平，以使熱耗散和功率損耗更易于管理。

選定的開關頻率 (f SW ) 為 500kHz。在 7 相設計中，由于倍頻效應，這提供了 3.5MHz 的總輸出紋波頻率。

MP2965被選為數字控制器，因為它可以配置為最多 7 相操作。該控制器使用脈寬調制控制根據輸入和輸出電壓實時調整 PWM。為了完善多相穩壓器解決方案，該設計還使用了MP86945A，這是一款能夠實現高達 60A 連續輸出電流的單片半橋。

圖 3：交錯式降壓轉換器框圖

選擇輸出電感

輸出電感是一個重要參數，因為電感電流中過大的紋波會導致速度和效率問題。每相的最大電流紋波 (ΔIL )必須設置在最大相電流的 20% 和 40% 之間。在本例中，選擇了 30% 的電流紋波，目標效率 (η) 設置為 90%。

電感 (L) 可以通過公式 (1) 估算：

其中 D 是占空比，使用公式 (2) 計算：

輸入應用值后，估計電感 (L) 為 220nH，如公式 (3) 所示：

選擇輸出電容

為確保電感電流連續工作，通常選擇降壓轉換器的最小電容來限制輸出電壓紋波。該紋波通常限制在平均輸出電壓的 1%。根據系統規范，電壓紋波設置為 18mV。輸出電容 (C OUT ) 可通過公式 (4) 和公式 (5) 計算：

在確定輸出電容時，請考慮轉換器中電流突變引起的電壓變化限制。換言之，還應計算輸出電容以將輸出電壓保持在其過壓 (V OVER ) 和欠壓 (V UNDER ) 閾值內。V UNDER可以用公式 (6) 估算：

其中 L EQ是等效電感（對于七相，L / 7），D MAX是最大占空比。

等式 (6) 的C OUT可以用等式 (7) 計算：

V OVER可以用公式 (8) 估算：

等式 (8) 的C OUT可以用等式 (9) 計算：

選擇上述方程中的最大值以滿足所有操作要求。

確定輸出電容后，計算電容器的等效串聯電阻（ESR），它限制了轉換器在穩定狀態下工作時的輸出電壓紋波。輸出電壓紋波可通過公式 (10) 估算：

其中 ESR 可以用公式 (11) 和公式 (12) 計算：

請注意，所需的 ESR 值非常小。要在不減小電容器值或尺寸的情況下獲得如此小的 ESR 值，請并聯幾個較小的電容器。這將電容相加，同時降低 ESR。

選擇輸入電容

輸入電容器為轉換器提供低阻抗電壓源并過濾輸入電流紋波。此外，在設計中添加相位會降低總輸入 RMS 電流，并將自熱效應降至最低。圖 4 顯示了根據相數和轉換器占空比的歸一化電流值。

圖 4：作為占空比和相數函數的歸一化 RMS 電流

根據應用規范，通常選擇降壓轉換器的輸入電容來限制輸入電壓紋波。對于此應用，ΔV IN的值為 240mV，輸入電容 (C IN ) 可通過公式 (12) 和公式 (13) 估算：

結論

由于服務器系統對性能的要求很高，因此在大多數服務器和計算設計中都需要多相降壓轉換器，以滿足瞬態響應要求并能夠承受大電流。MP2965雙通道、多相控制器以最少的輸出電容提供了極大的設計靈活性和快速瞬態響應，而MP86945A功率級集成了驅動器和 MOSFET，以確保高效率和性能。

審核編輯：湯梓紅