你有沒(méi)有檢查過(guò)網(wǎng)絡(luò)上有多少條目是“ADC 的設(shè)計(jì)緩沖區(qū)”？在超過(guò) 400 萬(wàn)份參考資料中很難找到您要查找的內(nèi)容。對(duì)于大多數(shù)模擬和混合信號(hào)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師來(lái)說(shuō)可能并不感到意外，因?yàn)闉闊o(wú)緩沖模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 設(shè)計(jì)外部前端需要大量的耐心和建議。它通常被視為一種藝術(shù)形式，是多年來(lái)精通技藝的古怪大師的珍品。對(duì)于外行來(lái)說(shuō)，這是一項(xiàng)令人沮喪的反復(fù)試驗(yàn)。大多數(shù)時(shí)候，由于相互關(guān)聯(lián)的規(guī)范的數(shù)量，挫折感成為令人討厭的伴侶，這迫使許多權(quán)衡（和評(píng)估），直到獲得最佳結(jié)果。

挑戰(zhàn)

放大器級(jí)的設(shè)計(jì)由兩個(gè)相互關(guān)聯(lián)的不同級(jí)組成，因此問(wèn)題變得難以用數(shù)學(xué)建模，尤其是由于與兩個(gè)級(jí)相關(guān)的非線性。第一步是選擇將緩沖傳感器輸出并驅(qū)動(dòng) ADC 輸入的放大器。第二步是設(shè)計(jì)一個(gè)低通濾波器來(lái)降低輸入帶寬，從而最大限度地減少帶外噪聲。

理想的放大器提供剛好足夠的帶寬來(lái)正確緩沖傳感器或換能器產(chǎn)生的信號(hào)，而不會(huì)增加額外的噪聲，并提供零功耗，但理想的放大器與真正的放大器相去甚遠(yuǎn)。在大多數(shù)情況下，放大器規(guī)格將定義整體系統(tǒng)性能，尤其是在噪聲、失真和功率方面。為了更好地了解該問(wèn)題，第一步是了解離散時(shí)間 ADC 的工作原理。

離散時(shí)間 ADC 獲取連續(xù)時(shí)間模擬信號(hào)的樣本，該信號(hào)隨后被轉(zhuǎn)換為數(shù)字代碼。在對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣時(shí)，根據(jù)模擬轉(zhuǎn)換器的類型，存在具有相同固有問(wèn)題的兩種不同情況。

SAR ADC 集成了一個(gè)采樣保持，也稱為采樣保持，它基本上是一個(gè)開(kāi)關(guān)和一個(gè)電容器，可在轉(zhuǎn)換完成之前凍結(jié)模擬信號(hào)，如圖 1 所示。

圖 1. 采樣保持電路圖。

離散時(shí)間 Σ-Δ ADC 或過(guò)采樣轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)了類似的輸入級(jí)，即具有一些內(nèi)部電容的輸入開(kāi)關(guān)。在 Σ-Δ ADC 的情況下，采樣機(jī)制略有不同，但類似的采樣輸入架構(gòu)出現(xiàn)在開(kāi)關(guān)和電容器用于保存模擬輸入信號(hào)副本的情況下。

在這兩種情況下，開(kāi)關(guān)都是在 CMOS 工藝中實(shí)現(xiàn)的，閉合時(shí)的電阻值非零，通常為幾歐姆。這個(gè)串聯(lián)電阻與采樣電容相結(jié)合，在 pF 范圍內(nèi)，意味著 ADC 輸入帶寬通常非常大，并且在很多情況下遠(yuǎn)大于 ADC 采樣頻率。

帶寬問(wèn)題

輸入信號(hào)帶寬是轉(zhuǎn)換器的問(wèn)題。在采樣理論中，我們知道應(yīng)該去除高于奈奎斯特頻率（ADC 采樣頻率的一半）的頻率，否則這些頻率會(huì)在感興趣的頻帶中生成圖像或混疊。噪聲通常具有一個(gè)頻譜，其中大量功率可能存在于 ADC 的奈奎斯特頻率以上的頻帶中。除非我們處理這種噪聲，否則它將混疊到奈奎斯特頻率以下并增加本底噪聲，如圖 2 所示，從而有效地降低系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍。

圖 2. 奈奎斯特折疊圖像。

ADC 輸入信號(hào)帶寬以及擴(kuò)展的緩沖器輸出帶寬是需要解決的第一個(gè)問(wèn)題。為確保噪聲不會(huì)混疊，必須限制 ADC 輸入信號(hào)的帶寬。這不是一個(gè)小問(wèn)題。

通常，放大器的選擇基于大信號(hào)帶寬（即壓擺率）和增益帶寬乘積的規(guī)格，以涵蓋我們輸入信號(hào)的最壞情況，這定義了我們的 ADC 可以跟蹤的更快事件。

然而，放大器的有效噪聲帶寬相當(dāng)于小信號(hào)帶寬（通常考慮小于 10 mV pp 的信號(hào)），這通常至少比大信號(hào)帶寬高四到五倍。

換句話說(shuō)，如果我們的大信號(hào)規(guī)格選擇為 500 kHz，那么小信號(hào)帶寬很容易達(dá)到 2 MHz 或 3 MHz，從而可能允許 ADC 采樣到大量噪聲。因此，在將模擬信號(hào)饋入 ADC 之前，應(yīng)從外部限制小信號(hào)帶寬，否則測(cè)得的噪聲將是 ADC 數(shù)據(jù)表規(guī)格的三到四倍，這是不好的。

圖 3. 同相放大器配置。

以輸出 RTO 為參考的放大器噪聲

T 是以開(kāi)爾文為單位的溫度，請(qǐng)記住，放大器產(chǎn)生的熱噪聲取決于放大器增益和總系統(tǒng)帶寬。電路示例如圖 3 所示，噪聲源總結(jié)如下：

k 是玻爾茲曼常數(shù) (1.38 × 10?23 J/K)，電阻值以 Ω 表示，BW 指小信號(hào)帶寬。

前面的公式清楚地表明了在 ADC 輸入引腳之前添加具有足夠衰減的低通濾波器以最小化采樣噪聲的重要性，因?yàn)樵肼暸c帶寬的平方根成正比。通常，使用分立電阻器和電容器實(shí)現(xiàn)的一階低通濾波器具有足夠低的截止頻率，可消除大部分寬帶噪聲。一階低通濾波器的額外好處是，在感興趣頻帶之外的任何其他較大信號(hào)被 ADC 采樣并可能混疊之前，降低它們的幅度。

然而，這還不是全部。內(nèi)部 ADC 開(kāi)關(guān)電阻和電容器定義了模擬輸入帶寬，但由于輸入信號(hào)的變化，也會(huì)產(chǎn)生一個(gè)時(shí)域充放電循環(huán)。每次開(kāi)關(guān)（連接到采樣 ADC 電容的外部電路）閉合時(shí)，內(nèi)部電容電壓可能與之前存儲(chǔ)在采樣電容上的電壓不同。

什么是回扣問(wèn)題？

經(jīng)典的模擬問(wèn)題：“如果你有兩個(gè)電容器與一個(gè)開(kāi)關(guān)并聯(lián)，開(kāi)關(guān)打開(kāi)，一個(gè)電容器存儲(chǔ)一些能量，那么當(dāng)開(kāi)關(guān)閉合時(shí)兩個(gè)電容器會(huì)發(fā)生什么？”

答案取決于充電電容器存儲(chǔ)的能量和電容器之間的比率。例如，如果兩個(gè)電容器的值相同，則能量將在它們之間共享，電容器端子之間測(cè)量的電壓將減半，如圖 4 所示。

圖 4. 充電（左）和未充電（右）電容器。

這就是回扣問(wèn)題。

一些 ADC 執(zhí)行內(nèi)部校準(zhǔn)以補(bǔ)償內(nèi)部誤差，稱為自動(dòng)歸零校準(zhǔn)。這些程序使采樣電容器達(dá)到接近電源軌的電壓或另一個(gè)電壓，例如參考電壓除以 2。

這意味著由放大器和采樣電容器緩沖的外部信號(hào)（必須保持模擬值才能獲取新樣本）通常不處于相同的電位（電壓）。因此，必須對(duì)采樣電容器進(jìn)行充電或放電，以使其達(dá)到與緩沖器輸出相同的電位。此過(guò)程所需的能量將來(lái)自外部電容器（來(lái)自低通 RC 濾波器的電容器）和外部緩沖器。這種電荷的重新分配和電壓的穩(wěn)定需要一段有限的時(shí)間，在此期間電路中各個(gè)點(diǎn)的電壓會(huì)受到干擾，如圖 1 所示。通常會(huì)有大量的電荷被重新分配，這相當(dāng)于電流流入或流出放大器并流入電容器。

結(jié)果是放大器應(yīng)該能夠在非常有限的時(shí)間內(nèi)對(duì)低通濾波器的外部電容器和ADC的采樣電容器進(jìn)行充電/放電，而限流器由低通濾波電阻器添加。

更具體地說(shuō)，放大器應(yīng)該能夠在給定誤差范圍內(nèi)從采樣電容器和外部源對(duì)電容器進(jìn)行充電/放電。外部低通濾波器的截止頻率應(yīng)略高于感興趣的頻帶，該頻帶由濾波器的時(shí)間常數(shù)、ADC 的位數(shù)以及樣本之間的最壞情況轉(zhuǎn)換定義——也就是說(shuō)，我們應(yīng)該能夠準(zhǔn)確測(cè)量的最差輸入步長(zhǎng)。

我們?nèi)绾谓鉀Q回扣問(wèn)題？

解決這個(gè)問(wèn)題的更簡(jiǎn)單的方法是選擇一個(gè)具有足夠壓擺率、帶寬增益積、開(kāi)環(huán)增益和 CMRR 的放大器，并在輸出端放置市場(chǎng)上可能找到的最高電容，其電阻足夠小以滿足低通濾波器帶寬要求。

由于電容真的很大，反沖問(wèn)題可以忽略不計(jì)，帶寬受LP濾波器限制，所以問(wèn)題解決了，對(duì)吧？

壞消息。以前的解決方案行不通，但是如果您好奇并嘗試以前的設(shè)置，那么您會(huì)發(fā)現(xiàn)兩件事：電容器將是煉乳容器的大小，并且放大器不會(huì)像連接在輸出。

放大器的性能取決于放大器看到的假想負(fù)載。在這種情況下，低通濾波器的懲罰是 THD 和建立時(shí)間的退化。建立時(shí)間的增加會(huì)導(dǎo)致放大器無(wú)法對(duì)電容器充電，從而使 ADC 采樣的電壓成為正確的最終電壓。這將導(dǎo)致 ADC 輸出的進(jìn)一步非線性。

為了說(shuō)明前面的陳述，圖 5 顯示了不同放大器輸出電流或電阻負(fù)載之間的性能差異。圖 6 顯示了由容性負(fù)載引起的小信號(hào)過(guò)沖，這會(huì)影響建立時(shí)間和線性度。

圖 5. AD4896-2 THD 性能與負(fù)載的關(guān)系。

圖 6. ADA4896-2 的小信號(hào)傳輸響應(yīng)與負(fù)載的關(guān)系。

為了盡量減少這個(gè)問(wèn)題，放大器輸出應(yīng)通過(guò)低通濾波器的串聯(lián)電阻與外部電容隔離。

電阻器應(yīng)該足夠高，以保證緩沖器不會(huì)看到虛阻抗，但要足夠小以滿足所需的輸入系統(tǒng)帶寬，并盡量減少由于從緩沖器流出的電流引起的電阻器上的 IR 壓降，這可能導(dǎo)致放大器可能無(wú)法足夠快地穩(wěn)定下來(lái)的電壓降。同時(shí)，電阻器應(yīng)允許外部電容器減小到足夠小的值，以在不影響穩(wěn)定的情況下最大限度地減少反沖。

您可以在此處找到更多信息。

幸運(yùn)的是，有一些工具可以讓我們預(yù)測(cè) DAC、放大器和濾波器的綜合性能，例如精密 ADC驅(qū)動(dòng)工具。

該工具可以模擬反沖以及噪聲和失真性能，如圖 7 所示。

圖 7. 精密 ADC 驅(qū)動(dòng)工具模擬。

低通濾波器的經(jīng)驗(yàn)法則

通常，在許多建議中都會(huì)看到一階低通濾波器，但為什么沒(méi)有人使用更高階的濾波器呢？除非您的設(shè)備將用于具有特定要求的應(yīng)用，以消除輸入信號(hào)中較大的帶外干擾或諧波，否則增加濾波器的階數(shù)將為您的系統(tǒng)增加一層額外的復(fù)雜性。通常，權(quán)衡是使小信號(hào)帶寬比您需要的高一點(diǎn)，這將影響噪聲，但代價(jià)是能夠輕松驅(qū)動(dòng) ADC 輸入級(jí)，并降低功率和成本，因?yàn)榉糯笃?

減輕負(fù)擔(dān)

我們之前提到，放大器不喜歡虛阻抗和/或提供高電流，這是由電容器添加的一個(gè)元件，用于最大限度地減少反沖問(wèn)題。

改善這種情況的唯一方法是減少回扣本身。該解決方案已被最新的 ADI 轉(zhuǎn)換器采用，例如AD7768和AD4000。

由于轉(zhuǎn)換器架構(gòu)不同，每種設(shè)備采用的解決方案也不同。AD4000 SAR ADC 可以在低于模擬輸入范圍的電源下工作。采用的解決方案稱為高阻模式，僅適用于低于 100 kHz 的采樣頻率。

在 AD7768 中，電源等于或高于模擬輸入范圍。AD7768 采用的解決方案稱為預(yù)充電緩沖器，與高阻模式相反，它可以在最高 ADC 采樣頻率下工作。

兩種解決方案都基于相同的操作原理；驅(qū)動(dòng) ADC 的主要困難是電容性電荷再分配。換句話說(shuō)，當(dāng)內(nèi)部開(kāi)關(guān)重新連接采樣電容器時(shí)，輸入緩沖器和低通濾波器看到的電壓降越低，電壓突跳越低，從而最大限度地減少 ADC 輸入電流。因此，驅(qū)動(dòng) ADC 越容易，建立時(shí)間減少的越多。濾波器電阻上的壓降減小，因此交流性能得到提升。

輸入電流對(duì)預(yù)充電緩沖器和高阻啟用和禁用的影響如圖 8 所示。

圖 8. 輸入電流。

輸入電流越高，放大器帶寬就應(yīng)該越高（即更快）。因此，輸入低通濾波器的帶寬應(yīng)該越高，這也會(huì)影響噪聲。

例如，對(duì)于以 1 MSPS 采樣的 1 kHz 輸入信號(hào)，使用 SINAD 將諧波作為噪聲性能。在不同的濾波器截止頻率下，我們得到如圖 9 所示的結(jié)果。

圖 9. AD4003 SINAD 與輸入 BW 的關(guān)系，有和沒(méi)有高阻模式。

上圖顯示，與完全相同的配置但高阻模式關(guān)閉相比，低輸入電流（高阻模式開(kāi)啟）降低了截止濾波器頻率要求，以及濾波器電阻值中的 IR 壓降，從而提高了 ADC 性能.

在圖 9 中，可以觀察到通過(guò)提高輸入濾波器截止頻率，外部放大器可以更快地對(duì)采樣電容器進(jìn)行充電/放電，但會(huì)產(chǎn)生更高的噪聲。例如，在高阻模式開(kāi)啟時(shí)，以 500 kHz 采樣的噪聲小于 1.3 MHz。因此，SINAD 在 500 kHZ 輸入帶寬下更好。此外，降低了低通濾波器所需的電容，從而提高了放大器驅(qū)動(dòng)器的性能。

電路設(shè)計(jì)優(yōu)勢(shì)

在 ADI 最新 ADC 中實(shí)現(xiàn)的這些更易于驅(qū)動(dòng)或減輕負(fù)擔(dān)的特性的添加對(duì)整個(gè)信號(hào)鏈產(chǎn)生了一些重大影響。ADC 設(shè)計(jì)人員將一些驅(qū)動(dòng)問(wèn)題引入 ADC 芯片本身的關(guān)鍵優(yōu)勢(shì)在于，可以將解決方案設(shè)計(jì)為盡可能高效地滿足 ADC 的信號(hào)要求，從而解決一些問(wèn)題，包括輸入帶寬和放大器穩(wěn)定性。

流入 ADC 輸入的電流減少，因此反沖減少，意味著放大器需要處理的電壓階躍較低，但仍具有與標(biāo)準(zhǔn)開(kāi)關(guān)電容輸入相同的完整采樣周期。

在給定的時(shí)間段內(nèi)有一個(gè)較小的階躍電壓來(lái)建立（斜坡到最終值）與有一個(gè)較長(zhǎng)的時(shí)間來(lái)建立一個(gè)更大的階躍相同。最終結(jié)果是放大器現(xiàn)在不需要如此寬的帶寬來(lái)將輸入充分穩(wěn)定到相同的最終值。帶寬降低通常意味著放大器的功率更低。

另一種看待這個(gè)問(wèn)題的方法是想象一個(gè)通常不具有足夠帶寬來(lái)穩(wěn)定給定 ADC 輸入的放大器現(xiàn)在如何在啟用預(yù)充電緩沖器時(shí)實(shí)現(xiàn)足夠的穩(wěn)定。

ADI 應(yīng)用筆記 AN-1384 展示了與 AD7768 在其三種功率模式中的每一種模式下搭配使用時(shí)一系列放大器可實(shí)現(xiàn)的性能。本文檔中顯示的放大器之一ADA4500-2表明，當(dāng)不使用預(yù)充電緩沖器時(shí)，它很難在中等功率模式（THD >-96 dB）下穩(wěn)定 AD7768 的輸入。但是，當(dāng)啟用預(yù)充電緩沖器時(shí)，性能會(huì)顯著提高至優(yōu)于 ?110 dB THD。

由于 ADA4500-2 是一個(gè) 10 MHz 帶寬放大器，并且在給定模式下穩(wěn)定 AD7768 所需的帶寬約為 12 MHz，我們看到現(xiàn)在可以通過(guò)易于驅(qū)動(dòng)的特性來(lái)使用這種較低帶寬的放大器.通過(guò)這種方式，這些特性不僅使前端緩沖電路的設(shè)計(jì)更加容易，而且還允許在選擇組件時(shí)更加自由，以保持在系統(tǒng)功率或散熱上限內(nèi)。

減少流入 ADC 模擬輸入引腳的電流的第二個(gè)優(yōu)勢(shì)是，現(xiàn)在流過(guò)用作輸入 RC 網(wǎng)絡(luò)一部分的串聯(lián)電阻器的電流更少。

對(duì)于傳統(tǒng)的 ADC 輸入，相對(duì)較大的電流意味著只能使用小值電阻器，否則會(huì)在該電阻器上產(chǎn)生較大的壓降。此處較大的壓降會(huì)導(dǎo)致 ADC 轉(zhuǎn)換結(jié)果中的增益誤差或線性度誤差。

然而，使用更小的電阻值也有其挑戰(zhàn)。使用更小的電阻器實(shí)現(xiàn)相同的 RC 帶寬意味著使用更大的電容。然而，這種大電容和小電阻組合會(huì)導(dǎo)致緩沖放大器的不穩(wěn)定。

使用易于驅(qū)動(dòng)特性時(shí)所遇到的電流降低意味著可以使用更大阻值的電阻而不影響性能，并確保系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

電路性能優(yōu)勢(shì)

考慮到我們已經(jīng)說(shuō)過(guò)的對(duì)電路設(shè)計(jì)的好處，很明顯還有性能好處，或者使用這些特性進(jìn)一步提高性能的機(jī)會(huì)。

已經(jīng)提到的好處是，能夠使用較低帶寬的放大器實(shí)現(xiàn)更好的性能，也可以用于擴(kuò)展更優(yōu)化系統(tǒng)的性能。例如，即使輸入信號(hào)穩(wěn)定良好，隨著最終穩(wěn)定的發(fā)生，輸入之間仍可能存在一些不匹配。因此，例如，啟用預(yù)充電緩沖器將意味著最終穩(wěn)定要小得多，因此可以在以前無(wú)法實(shí)現(xiàn)的地方實(shí)現(xiàn)最高水平的 THD。

通過(guò) RC 網(wǎng)絡(luò)的串聯(lián)電阻器的電流的減少也有利于性能。此外，不僅輸入電流顯著降低，而且?guī)缀醪灰蕾囉谳斎腚妷骸？梢詫?shí)現(xiàn)改進(jìn)的 THD，因?yàn)檩斎雽?duì)上的電阻器中的任何不匹配都會(huì)導(dǎo)致 ADC 輸入處的電壓差更小，并且電壓降與信號(hào)無(wú)關(guān)。

較低的輸入電流也會(huì)影響失調(diào)和增益精度。由于絕對(duì)電流的減少以及與信號(hào)相關(guān)的電流變化的減少，每個(gè)通道或每個(gè)物理板上的元件值變化導(dǎo)致偏移和增益誤差的較大變化的可能性較小（對(duì)于相同的原因，較低的電流會(huì)導(dǎo)致串聯(lián)電阻上的電壓較小）。使用預(yù)充電緩沖器，可以實(shí)現(xiàn)更好的絕對(duì)偏移和增益誤差規(guī)范，以及系統(tǒng)內(nèi)跨板或通道的一致性能。

在 ADC 采樣率發(fā)生變化以適應(yīng)不同信號(hào)采集需求的系統(tǒng)中，較低的電流還有另一個(gè)好處，例如在數(shù)據(jù)采集卡中。在沒(méi)有預(yù)充電緩沖器的情況下，輸入無(wú)源元件上的電壓降會(huì)隨著 ADC 的采樣率而變化，因?yàn)?ADC 輸入電容會(huì)以更高的采樣率更頻繁地充電和放電。這適用于模擬輸入路徑和參考輸入路徑，并且這種電壓變化被 ADC 視為依賴于采樣率的偏移和增益誤差。

然而，啟用預(yù)充電緩沖器后，絕對(duì)電流和絕對(duì)電壓降開(kāi)始時(shí)會(huì)小得多，因此隨著 ADC 采樣率的變化，電壓的變化也會(huì)小得多。在終端系統(tǒng)中，這意味著隨著采樣率的調(diào)整，重新校準(zhǔn)系統(tǒng)偏移和增益誤差的需要減少，并且偏移和增益誤差對(duì) ADC 采樣率的變化不太敏感。

成本效益

易于使用的功能的主要好處之一與總擁有成本有關(guān)。設(shè)計(jì)和性能優(yōu)勢(shì)的不同方面導(dǎo)致潛在的較低開(kāi)發(fā)成本和運(yùn)營(yíng)成本。

更簡(jiǎn)單的設(shè)計(jì)意味著更少的設(shè)計(jì)工作和更快的時(shí)間來(lái)制作第一個(gè)原型。

更簡(jiǎn)單的設(shè)計(jì)意味著在原型設(shè)計(jì)中首次成功的機(jī)會(huì)更大。

更容易驅(qū)動(dòng)的特性可以允許使用更低的帶寬，因此可以使用成本更低的放大器。

偏移和增益的好處可以減少工廠校準(zhǔn)。

性能改進(jìn)可以減少現(xiàn)場(chǎng)校準(zhǔn)或按需校準(zhǔn)，從而減少停機(jī)時(shí)間和/或提高吞吐量。

使用 AD7768-1 的真實(shí)示例

表 2 顯示了 AN-1384 應(yīng)用筆記中的一些測(cè)量數(shù)據(jù)，可幫助設(shè)計(jì)人員選擇合適的放大器來(lái)驅(qū)動(dòng)AD7768-1ADC。表中的示例表明，在某些放大器上啟用預(yù)充電功能時(shí)，可能會(huì)有顯著的改進(jìn)。尤其是 THD 改進(jìn)的原因是前面提到的 ADC 對(duì)驅(qū)動(dòng)電路施加的負(fù)擔(dān)減輕的綜合影響。例如，使用ADA4945-1放大器的配置在啟用預(yù)充電緩沖器時(shí)可將 THD 提高 4 dB。同樣，ADA4807-2電路可以實(shí)現(xiàn) THD 增加 18 dB。這些示例表明，能夠自行實(shí)現(xiàn)合理性能的放大器在與許多 ADI 最新 ADC 中提供的易于驅(qū)動(dòng)功能結(jié)合使用時(shí)，可以達(dá)到領(lǐng)先的性能水平。

表 2. AD7768-1 與各種放大器的性能

設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)無(wú)緩沖 ADC 的電路并非易事，由于轉(zhuǎn)換器的反沖和帶寬要求，需要適當(dāng)?shù)姆椒ê蜋?quán)衡考慮。很多時(shí)候，所需的電路將根據(jù) THD、SNR 和功耗來(lái)定義整體系統(tǒng)性能。

適用于 SAR 和 Σ-Δ 技術(shù)的最新 ADI 精密轉(zhuǎn)換器集成了一組功能，可最大限度地降低轉(zhuǎn)換器輸入電流。這最大限度地減少了反沖，大大減少和簡(jiǎn)化了外部電路，實(shí)現(xiàn)了以前無(wú)法實(shí)現(xiàn)的規(guī)格數(shù)量。這使得 SAR 和 Σ-Δ 技術(shù)更易于使用，縮短了工程時(shí)間，并提高了系統(tǒng)規(guī)格。

審核編輯：郭婷