文所述超高速電機（ultra-high-speed motor，UhsM）是指轉速超過100 000 r/min 或者難度值（轉速×功率的平方根）超過5×105的電機，其在20 世紀30 年代最早應用于離心機中，瑞典烏普薩拉大學Svedberg 教授在1937 年將其轉速首次提高到160 000 r/min。UhsM 具有體積小、效率高、功率密度高等優點，目前正廣泛應用于燃料電池空壓機、電動渦輪增壓器等車用場合，圖1 展示了與國內外主流的車用常速主驅電機和輔驅電機的轉速、功率對比。

圖1 車用電機的發展趨勢

有刷直流電機中的換向器會產生額外的摩擦，限制了其高轉速應用；感應電機和開關磁阻電機的磁通密度會隨著電機體積的減小而減小。因此為了同時滿足高速化和小型化的需求，常用的車用UhsM 只有無刷直流電機（brushless direct current motor，BLDC）和永磁同步電機（permanent magnet synchronous motor，PMSM）兩種。車用超高速永磁電機（ultra-high-speed permanent motor，UhsPM）的驅動控制技術仍遵循基本的電驅動系統控制原理，但高速化后其固有特性使得控制更加困難。

（1）電路拓撲：車用UhsPM 的電感非常小，一般為幾～幾十μH 級，這會導致同等開關周期下定子電流諧波變大，從而使得電機的損耗和發熱嚴重，因此傳統的電路拓撲方案已不再適用。

（2）電壓調制策略：為了保證合適的載波比，車用UhsPM 的高基頻伴隨著功率開關的高頻化，匹配的控制芯片的采樣和運算頻率也應提升，以減小控制延時和離散化誤差。然而電機主控芯片受到計算能力和成本因素制約，因此針對不同的電機類型，應匹配合適的電壓調制策略。

（3）無位置傳感器控制：永磁電機須對轉子位置信息進行電流控制，而常規的機械式位置傳感器在高速工況精度變差、可靠性降低，且在小體積車用UhsPM 中安裝空間受限，所以無位置傳感器控制是研究重點。

圖2 展示了車用UhsPM 的特性、難點和對應的驅動控制技術解決方案。本文將依次討論其電路拓撲、電壓調制策略和無位置傳感器控制技術，并通過將該領域研究成果進行分類、對比，梳理出其發展演變思路和優化進程，最后進行了展望。

圖2 車用UhsPM的特性、難點和解決方案

1 車用超高速永磁電機系統電路拓撲

電壓源逆變器（voltage source inverter，VSI）常用于為車載永磁電機提供所需交流電，而電流源逆變器（current source inverter，CSI）由于具備較好的短路保護能力，也逐漸開始應用。車用UhsPM 系統基于不同逆變器類型，電路拓撲也具有多樣性。

1.1 典型VSI電路拓撲

典型VSI 電路拓撲須保證逆變器開關頻率比電機基頻高出一個數量級來抑制逆變器開關斬波引起的定子電流諧波。對于基頻1.67 kHz 的超高速無軸承永磁電機，Fu 等將開關頻率40 kHz 的Sic-MOSFET用于典型VSI電路拓撲，但系統的最高效率只有94.3%，這是因為高頻開關損耗導致逆變器的效率也在降低。

在逆變器輸出側增加無源濾波元件也能很好地抑制電流諧波，如串聯外部電感來增大定子繞組等效電感。趙仁德等選擇串聯LC濾波電路，但這使電機控制系統變為3 階系統，控制更加復雜，須結合其它諧波抑制方法使用，如低頻電壓畸變補償方法。增加無源濾波元件后雖然不需要太高的開關頻率，但也會增加系統的體積和成本，且濾波元件的發熱損耗會降低系統的整體效率。

總的典型VSI 電路拓撲如圖3 所示。針對轉速超過100 000 r/min 的驅動燃料電池空壓機的超高速PMSM，目前國內外主流企業較多選擇高頻Sic-MOSFET 方案，如瑞士的Celeroton 和國內的致瞻科技、金士頓等。

圖3 典型VSI電路拓撲

1.2 兩級式VSI電路拓撲

兩級式VSI 電路拓撲（圖4）通過前級DCDC 變換器提供可控直流電壓，VSI 可以工作在電機基頻，避免逆變器開關斬波產生的電流諧波，同時降低開關損耗。

圖4 兩級式VSI電路拓撲

前級Buck電路型VSI電路拓撲可以給逆變器提供一個穩定的、應控制要求改變的直流母線電壓，而由于燃料電池伏安特性比較軟，隨著負載加大，輸出電壓下降明顯，這種拓撲非常適用。另外前級Boost 電路型電路拓撲可用于直流母線電壓較低的場合；前級Buck-Boost 型電路拓撲可通過將逆變器工作模式變為同步整流器，使電機工作于制動能量再生模式，這非常適用于集成能量回收功能的混合動力汽車電動渦輪增壓器。

兩級式VSI 電路拓撲能有效抑制電流諧波，可用于母線電壓波動較大的燃料電池空壓機，也可用于母線電壓較為固定的電動渦輪增壓器；由于需要同時控制逆變器和DCDC 變換器，控制結構和算法都較為復雜。

1.3 多電平VSI電路拓撲

與雙電平VSI 相比，多電平VSI 輸出電壓更高，諧波抑制效果更好，可滿足高壓、高功率需求，是目前適用于車用UhsPM的新型電路拓撲。

在寬輸入電壓范圍、低電壓啟動要求的燃料電池空壓機的場合，Antivachis等［提出在轉速220 000 r/min 的開繞組超高速PMSM 兩端串聯兩個分別工作在高開關頻率和電機基頻的VSI電路拓撲，如圖5所示，可以直接將電機驅動系統與燃料電池相連而不需要DCDC 變換器。這種電路拓撲可產生三電平電壓輸出，且最大電壓矢量幅值是標準VSI 電壓矢量的兩倍，因此可以將直流母線電壓減半，進而減少開關應力和開關損耗，不過產生的零序電流將增加電機損耗。利用耦合電感器將兩個工作于電機基頻的VSI并聯組成12電平的模塊化電路拓撲也能提升電機相電壓質量。

圖5 適用于開繞組UhsPM的多電平VSI電路拓撲

多電平VSI 電路拓撲諧波抑制效果好，且開關頻率低，但是其硬件電路和控制策略都更加復雜，且技術難度大，可靠性降低，目前應用較少。

1.4 兩級式CSI電路拓撲

典型CSI 電路拓撲在逆變器直流側串接大電感，以實現儲能和短路限流，同時在輸出端并聯解耦電容，以抑制高頻電流紋波。不過這些無源器件降低了系統的功率密度和效率，因此對于高度小型化的車用UhsPM，需要進行改進。

王曉琳等提出混合型兩級式CSI 電路拓撲用于轉速550 000 r/min 的超高速PMSM，前級為引入寬禁帶器件的Buck 電路，調節定子電流幅值，后級開關器件只需工作在電機基頻來調節定子電流相位，如圖6 所示。不過解耦電容與電機電感易形成LC 諧振，導致系統失穩，須設計額外的諧振抑制策略。在此基礎上，準CSI 電路拓撲通過在逆變橋與Buck 電路之間添加旁路二極管，以避免逆變器功率開關換流產生的電流尖峰，進而消除解耦電容和提升系統效率。

圖6 兩級式CSI電路拓撲

兩級式CSI 電路拓撲能保證逆變器開關頻率為電機基頻，從而減少開關損耗，輸出電壓波形好，但控制也較為復雜。且CSI 電路拓撲為保證功率開關反向電壓阻斷能力，往往在支路中串聯功率二極管，導致導通損耗增加。

2 車用超高速永磁電機電壓調制策略

車用UhsPM 驅動系統的電壓調制策略的選擇對電機和逆變器的損耗有著極其重要的影響，因此針對不同的電路拓撲，須匹配不同的電壓調制策略。

2.1 脈沖幅值調制

脈沖幅值調制（pulse amplitude modulation，PAM）一般在前級Buck 電路型兩級式電路拓撲中實現，通過調節Buck 電路功率開關的占空比來調節直流母線電壓的幅值，進而調節母線電流，最終調節電機相電流和電機轉速，后級逆變電路開關頻率為電機基頻完成方波調制。

PAM 較多采用轉速和直流母線電流的多環反饋控制策略，其控制框圖如圖7 所示。將轉速環輸出設定為母線電流參考值，通過電流環控制器生成前級Buck 電路開關占空比。在超高速BLDC 中，為了提高響應速度還可構建轉矩閉環，不過這需要3-4 個電流傳感器，以實現三相電流的實時調節，硬件成本較高。張前采用基于單電流傳感器的三相電流重構策略僅需1 個電流傳感器，但電機在高速時由于換向點滯后出現非導通相續流問題，可通過超前補償換向方法解決。

圖7 PAM控制框圖

PAM 調制時超高速BLDC 相關仿真波形如圖8所示，可見電流諧波抑制效果顯著，電流換向時間縮短，電機穩態性能提升。

圖8 PAM調制時超高速BLDC的相電流、相電壓仿真波形

2.2 脈沖寬度調制

脈沖寬度調制（pulse width modulation，PWM）主要應用于基于典型VSI電路拓撲的超高速PMSM，且多采用空間矢量脈寬調制（space vector pulse width modulation，SVPWM），原因是其具有易于數字控制器實現、母線電壓利用率高等優點。

Kim等指出當超高速PMSM轉速超過50 000 r/min 時，鐵損變得不可忽略，須重構考慮鐵損的電機模型用于矢量控制。為保證電機高轉速運行，需要進行弱磁控制。適用于圖5 所示的三電平電路拓撲的交換子六邊形中心PWM 調制策略可以將諧波電壓降低一半。Li 等提出的最優PWM 調制策略可以保證整個調制指數范圍內的諧波畸變率最小，不過其母線電壓利用率略低于SVPWM策略。

Schwager 等對PWM 和PAM 調制策略應用于50 000-200 000 r/min 車用UhsPM 的損耗進行了對比?？偟膩碚f，在PWM 和PAM 兩種調制策略下，隨著電機轉速的升高，電機本身的損耗也增加。采用PWM 調制時，開關頻率越高，諧波抑制效果越好，電機損耗越低，但是相應的逆變器損耗也變高；采用PAM 調制時，開關頻率保持在電機基頻，逆變器損耗較低。

2.3 混合調制

不同的調制策略在電機不同轉速范圍性能表現各異，因此為保證車用UhsPM 寬轉速范圍的調速能力，一些學者也在研究混合調制。

在電機啟動階段和低速運行時，采用SVPWM調制策略可改善啟動性能；當轉速升高到反電動勢足夠抵消直流母線電壓時，采用PAM 控制得到可調的直流母線電壓。因此常用的混合調制策略為：低速SVPWM+高速PAM。雖然低速SVPWM+高速方波調制也能滿足全速域的調速能力，但是方波調制時電流諧波較大，使得UhsPM 損耗較大，系統整體效率降低。由于SVPWM 需要電周期內連續的位置信息，而PAM 調制和方波調制只需6 個換向時刻的位置信息，因此采用混合調制策略時適用于電機全速域的位置估計方法須兼顧統一性和差異性。

混合調制雖能保證全速域的良好性能，但是不同調制策略需要不同的開關頻率使得硬件上挑戰升級；策略切換將導致電壓和電流的劇烈抖動。表1對不同電壓調制策略進行了對比。

表1 車用UhsPM 電壓調制策略對比

3 車用超高速永磁電機無位置傳感器控制

盡管國內外很多學者對永磁電機無位置傳感器控制進行了深入研究，但是只有少數研究成果在超高速領域得到了驗證。目前常用方法的分類如圖9所示。

圖9 車用UhsPM無位置傳感器控制技術分類

3.1 反電動勢直接法

針對超高速BLDC，檢測反電動勢過零點可實現換向過程。針對超高速PMSM，反電動勢信號中包含著位置信號，因此可通過觀測器設計得到準確的反電動勢信號。

3.1.1 反電動勢過零點檢測

超高速BLDC 非導通相的反電動勢信號過零點30°相位滯后為電流換向點，電流換向過程如圖10所示。當非導通相端電壓達到母線電壓的一半時，可以判斷其反電動勢發生過零點。

圖10 反電動勢過零點檢測及電流換向過程

該方案需要低通濾波器和分壓電路，以濾除端電壓所受干，但低通濾波器帶來的相位滯后、定子電阻和分壓電路帶來的電壓降難免帶來換向誤差。文獻［44］中提出基于換向前后電流幅值變化的G 函數換向閾值閉環校正可實現電機高速時的精確換向，Li 等采用線反電動勢過零點檢測能直接得到換向瞬間，并通過兩級式換向誤差補償法保證全速域的高可靠性。電機快速加減速瞬間的換向位置尋優、換向區的過零點屏蔽和電壓峰值脈沖導致的偽過零點辨別也是研究熱點。

3.1.2 反電動勢觀測法

反電動勢觀測法一般用于超高速PMSM 的位置估計，式（1）是α-β坐標系下的反電動勢表達式，通過式（2）的反正切計算即可得到轉子位置信息。

式中：φf為永磁磁鏈；ωe為電角速度。

與滑膜觀測器［47］相比，采用龍貝格觀測器［14］來觀測超高速隱極式PMSM 的反電動勢得到位置估計誤差較小，這是因為逆變器非線性和永磁氣隙會造成滑膜觀測的反電動勢中有較大的諧波分量［48］，因此Song 等［37］將滑膜估計的反電動勢通過同步頻率濾波器（synchronic frequency filter，SFF）濾除諧波分量得到基波，再經正交鎖相環處理得到穩態位置估計誤差僅1.08°。凸極式超高速PMSM 的反電動勢觀測法一般基于擴展反電動勢［34，49］。

反電動勢與電機轉速成正比，因此電機低速情況下反電動勢直接法位置估計誤差較大。反電動勢過零點檢測需要電機中性點才能得到非導通相的端電壓，目前出于成本考慮電機廠較少提供電機中性點；反電動勢觀測法對電機參數變化較敏感，同時高基頻特性對其控制時序有嚴格要求，如圖11所示。

圖11 超高速PMSM的控制時序

3.2 反電動勢間接法

基于反電動勢的間接方法不直接檢測反電動勢，而是通過相應處理得到轉子位置信息，一般用于超高速BLDC。

3.2.1 三次諧波反電動勢法

將星型接法的3 個同阻值的電阻連接在逆變器和超高速BLDC 之間，可以得到虛擬中性點S，如圖12 所示，S 和電機中性點N 之間的電壓USN可以用來檢測轉子位置信息，如式（3）所示。

圖12 超高速BLDC驅動系統示意圖

通過提取三次諧波反電動勢E3，可以得到和反電動勢同頻率的過零點，因此理論上通過檢測USN的過零點，滯后30°即可得到換向點。但是在高速域較寬的電壓脈沖使得電流換向明顯滯后，Shen 等提出的可控超前換向法可以很好地解決這個問題。由于E3在電機低速時也能檢測到，這種方法可以帶來良好的啟動性能。

將三次諧波電壓積分可以得到三次諧波磁鏈λ3，而λ3的過零點正好發生在每個電流換向瞬間，不用過零點相位滯后操作即可完成換向過程，不過積分導致的嚴重位置誤差需要妥善處理。超高速BLDC的相關仿真波形如圖13所示。

圖13 超高速BLDC反電動勢、USN與λ3仿真結果

3.2.2 虛擬三次諧波反電動勢法

直流母線的中點電壓點M 和S 之間的電壓USM的頻率也是電機基頻的3 倍，且幅值比USN更大，更容易檢測。若不考慮換向導致的電壓脈沖過零點，USM和三次諧波反電動勢的過零點是一致的，因此這種方法稱為虛擬三次諧波反電動勢法，但是也須設計信號處理電路，以濾除高頻噪聲。為了提高控制精度，文獻［38］中通過SFF 提取USM的基波，基于2 階廣義積分器生成反電動勢，最后引入正交鎖相環獲取轉子位置信息誤差僅為1°。

這種方法在一個旋轉周期只提供了6 個轉子位置點，這對于超高速PMSM 的控制是完全不夠的。因此文獻［53］中提出一種基于N等分鎖相環的方法，通過虛擬三次諧波反電動勢的正負過零點生成虛擬Hall 信號，并在一個電周期將其N等分，通過DSP進行等分計數即可獲得精確的位置。

反電動勢間接法適用于低速-高速的全速域，但是不同負載條件、工作溫度變化等非理想因素會導致固有換向誤差，須進行額外的換向補償。

3.3 定子磁鏈估計法

將反電動勢積分得到的磁鏈信號的過零點延時90°，恰好得到超高速BLDC 的電流換向瞬間。超高速PMSM 在α-β坐標系下的磁鏈觀測方程如式（4）所示，其中us和is分別是定子電壓和電流矢量，Rs和L分別為定子電阻和電感。通過反正切計算可得到轉子位置，如式（5）所示。

Tanaka等采用全通濾波器和帶通濾波器結合的方式進行磁鏈估計，能夠實現5°以內的瞬態位置估計誤差。但基于α-β坐標系的磁鏈估計在高速階段存在離散誤差，所以文獻［55］中將這種方法用于估計的旋轉d-q軸坐標系（γ-坐標系），實現在連續時域內的精確位置估計。除此之外，基于擴展磁鏈進行位置估計能很好地應用于凸極式超高速PMSM。

定子磁鏈估計法也適用于低速-高速的全速域，但是受逆變器非線性和磁場空間諧波影響較大。擴展磁鏈法可以實現電流環設計的解耦，在低速時比其它方法更加可靠。

3.4 高頻注入法

以上方法都是基于電機的數學模型，受模型精度影響較大，因此基于電機凸極效應的高頻注入法也被一些學者青睞。

許波等在超高速PMSM 的d軸注入高頻正弦電壓信號，通過對q軸高頻電流響應進行幅值調制和低通濾波，在電機額定轉速6%的低速域內得到精確的位置信息。不過軟件高頻注入會增加芯片的計算負擔。Tüysüz等［58］采用全硬件方式在超高速永磁電機中性點和某相端子間注入高頻正弦電流信號，通過檢測另外兩相間的差分電壓信號，并經過帶通濾波和矩形波幅值解調得到平均誤差2.3°的轉子位置信息，這種方法也適用于凸極率較低的無槽電機，但是全硬件方式實現起來較為復雜。

高頻注入法多用于電機零速和極低速運行時的位置估計，在電機高速運行時，電機的基頻電流和高頻響應電流會出現混雜，影響控制穩定性。實際上對于驅動燃料電池空壓機和電動渦輪增壓器的超高速PMSM，一般最低工作轉速為30 000 r/min，低速域用簡單的開環控制即可，如I/F 控制和V/F 控制等。表2對車用UhsPM 無位置傳感器控制技術進行了總結。

表2 車用UhsPM 無位置傳感器控制技術總結

4 總結與展望

針對超高速BLDC，目前多采用PAM 調制的前級DCDC 型兩級式電路拓撲，反電動勢間接法用于無位置傳感器控制是其研究熱點；針對超高速PMSM，目前多采用基于提升開關頻率的典型VSI電路拓撲，SVPWM 仍然是其主流調制策略，且反電動勢觀測和定子磁鏈估計都能達到很好的無位置傳感器控制效果。為提高車用UhsPM 驅動系統效率和功率密度，對其控制技術展望如下。

（1）電路拓撲元器件的升級

隨著基頻的提高，為保證合適的載波比，應進一步提升開關器件的頻率，而應用GaN 等尖端功率半導體技術不僅能滿足高開關頻率的要求，還能減小無源器件的體積和成本。同時高開關損耗和高電磁干擾的研究以及電路拓撲的整體集成化設計也是重點。

（2）控制策略的優化

電機低速時的高性能無位置傳感器控制目前還是一大難點?？紤]成本、電磁干擾、開關損耗和芯片計算能力等因素，開關器件的頻率不能隨著電機基頻的提高而無限提高，因此低載波比（N≤10）條件下的無位置傳感器控制研究也變得同樣重要。另外在保證可靠性能的情況下，應盡量將控制策略簡化。

（3）電機參數精確辨識

高轉速運行使得電機溫升嚴重，從而引起定子電阻與電感和永磁磁鏈等重要參數的變化，對電機控制的精度和可靠性產生影響。通過離線參數辨識和在線參數辨識等方式準確辨識出電機參數用于控制意義重大。為保證電機的平穩可靠運行，還可將精確的電機參數變化用于狀態監測和故障診斷。

審核編輯：郭婷