作者：Peter Delos,Michael Jones, andHal Owens

本文詳細(xì)介紹了 16 通道 S 波段直接采樣接收器設(shè)計(jì)的性能測(cè)量與預(yù)測(cè)。該設(shè)計(jì)基于最近 發(fā)布直接采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC），時(shí)鐘頻率為 4 GSPS和轉(zhuǎn)換器第二奈奎斯特區(qū)的采樣。這 首先使用指向在線參考的指針來(lái)描述設(shè)計(jì)配置 提供進(jìn)一步的描述。接下來(lái)，顯示兩個(gè)RF的接收器 嵌入式數(shù)字信號(hào)處理的組件和配置 （DSP），現(xiàn)已集成到現(xiàn)代數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器中。計(jì)算 呈現(xiàn)和比較單通道性能預(yù)測(cè) 反對(duì)測(cè)量。了解單通道性能后， 一組測(cè)量結(jié)合了來(lái)自 16 個(gè)通道的數(shù)據(jù)，評(píng)估 噪聲密度、雜散信號(hào)和互調(diào)產(chǎn)物的動(dòng)態(tài)范圍改進(jìn)。本文最后提出了一組觀察結(jié)果 可用于外推的多通道性能趨勢(shì) 使用許多分布式接收器實(shí)現(xiàn)的大型相控陣模型。

介紹

ADC采樣速率的提高目前支持直接采樣RF系統(tǒng)： S波段及以上。ADC技術(shù)的進(jìn)步使數(shù)字波束成形相控陣得以普及。隨著這些進(jìn)步，工業(yè)界 問題仍然存在于直接的單通道性能能力 采樣接收器以及動(dòng)態(tài)范圍改進(jìn)可能 許多直接采樣接收器分布在大型相控陣中。

盡管兩家半導(dǎo)體公司都付出了巨大的行業(yè)努力 開發(fā)最新的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器和大型公司系統(tǒng)集成商 改進(jìn)相控陣架構(gòu)，但公布的數(shù)據(jù)仍然有限 量化高通道數(shù)可實(shí)現(xiàn)的性能改進(jìn) 直接采樣接收器系統(tǒng)，可連貫地組合來(lái)自多個(gè)數(shù)據(jù) 分布式接收器。

我們的目的是幫助系統(tǒng)工程師提供可量化的測(cè)量 可用于通知自己的大型相控陣模型。我們的數(shù)據(jù)收集是 創(chuàng)建更多時(shí)僅要考慮一組基本測(cè)量值 復(fù)雜的相控陣系統(tǒng)模型。

評(píng)估的接收器設(shè)計(jì)

開發(fā)了16通道直接S波段射頻（RF）采樣平臺(tái) 評(píng)估多通道環(huán)境中最新的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器。1該平臺(tái)（見圖1）包含四個(gè)AD9081混合信號(hào)前端（MxFE） 集成電路 （IC）。每個(gè)AD9081包含四個(gè)RF數(shù)模轉(zhuǎn)換器 （DAC） 和 4 個(gè)射頻 ADC，總共提供 16 個(gè)射頻發(fā)射和 16 個(gè)射頻接收 渠道。四 MxFE 平臺(tái)產(chǎn)品頁(yè)面提供了詳細(xì)說明 的平臺(tái)以及使用的軟件。?

圖1.四通道 MxFE 16 通道直接采樣平臺(tái)。

接收器設(shè)計(jì)細(xì)節(jié)如圖2所示。射頻組件在 接收器前端與ADC和配置一起顯示 AD9081內(nèi)部的嵌入式DSP。

圖2.接收器框圖。AD9081內(nèi)部嵌入式DSP的配置以及前端RF元件如圖所示。

隨著現(xiàn)代ADC采樣速率的提高，可實(shí)現(xiàn)直接采樣接收器 架構(gòu)，設(shè)計(jì)配置中的大部分考慮因素都會(huì)發(fā)生變化 從射頻域到嵌入式DSP。請(qǐng)注意，射頻鏈非常簡(jiǎn)單： 有幾個(gè)放大器用于增益，增益控制功能使用數(shù)字 受控衰減器和用于抗混疊目的的濾波器。嵌入式數(shù)字信號(hào)處理器 但是，與配置相比，具有更多的可編程屬性 使用上一代數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的接收器設(shè)計(jì)。這種趨勢(shì) 未來(lái)的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器將繼續(xù)增加嵌入式處理。 因此，接收器設(shè)計(jì)人員有必要了解 在嵌入式處理中選擇的選項(xiàng)的含義 立場(chǎng)。首先是要了解ADC數(shù)據(jù)預(yù)處理相對(duì)于 系統(tǒng)期望。其次，可能更重要的是優(yōu)化 使用數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的嵌入式DSP來(lái)卸載以前在現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列（FPGA）結(jié)構(gòu)中完成的處理，從而減輕 優(yōu)化系統(tǒng)處理電源效率

基于這一趨勢(shì)，有必要描述DSP配置 將任何測(cè)量值與計(jì)算的預(yù)測(cè)值進(jìn)行比較時(shí)。數(shù)據(jù)集 本文介紹將AD9081 ADC配置為4 GSPS采樣。這 ADC之后是可編程有限脈沖響應(yīng)（pFIR）濾波器，用于 均衡頻帶上的幅度和相位。其次是粗略的 數(shù)字下變頻器（DDC），其中有數(shù)控振蕩器 （NCO） 配置在感興趣的波段中心和 4 分位數(shù)塊中 被利用。精細(xì)的 DDC 配置為繞過 NCO，以及額外的 使用4分程和6 dB數(shù)字增益。其結(jié)果 配置為總抽取值16，數(shù)據(jù)速率為250 MSPS，數(shù)字頻率為0 dB 增益，并在粗略的NCO中選擇單個(gè)非零NCO頻率設(shè)置 樂隊(duì)中心。

通過應(yīng)用程序編程啟用組件配置 接口（API）可從AD9081產(chǎn)品頁(yè)面獲得。摘要 表 1 顯示了本文中使用的相關(guān)主要接收器 API 函數(shù)。

單通道性能測(cè)量 與計(jì)算預(yù)測(cè)相比

接收器性能的電子表格計(jì)算如圖3所示。 該分析保持簡(jiǎn)單，僅包括主要接收器的增益項(xiàng)， 噪聲和三階截距。圖中顯示了噪聲系數(shù)和噪聲功率的噪聲。首先，顯示了RF組件的級(jí)聯(lián)分析。這是添加的 接下來(lái)是ADC性能。包含兩者的級(jí)聯(lián)計(jì)算的詳細(xì)信息 RF元件和ADC包含在“寬帶接收器綜述”中 架構(gòu)選項(xiàng)。2最后，性能反射回接收器RF 連接器輸入并在圖 3 底部進(jìn)行了總結(jié)。

圖3.接收機(jī)性能計(jì)算：首先顯示RF級(jí)聯(lián)。然后將RF性能添加到ADC性能中，以進(jìn)行完整的接收器性能預(yù)測(cè)。然后，性能被反饋回接收器連接器輸入，直接在RF輸入端代表有效的ADC。

測(cè)量滿量程輸入功率和輸入三階截點(diǎn) 點(diǎn) （IIP3） 如圖 4 所示。從左側(cè)開始，使用滿量程輸入 功率，圖 3 中的預(yù)測(cè)估計(jì)值為 –21 dBm，而測(cè)量值為 圖4的標(biāo)稱值為-20 dBm±頻帶中心為1 dB。在 帶邊是由于抗混疊濾波器，實(shí)際上濾波器形狀可以是 從這個(gè)數(shù)據(jù)中看到。一兩個(gè)dB內(nèi)的增益匹配被認(rèn)為是合理的，因?yàn)?電子表格中可能未考慮額外的dB左右的損失。在 將圖 4 右側(cè)的 IIP3 數(shù)據(jù)與圖 3 中的預(yù)測(cè)進(jìn)行比較， 我們看到IIP3比預(yù)測(cè)的略好約1 dB，其中 通道 2 在 2.8 GHz 時(shí)的驟降除外。IIP3數(shù)據(jù)也被視為 相當(dāng)接近級(jí)聯(lián)預(yù)測(cè)。

圖4.針對(duì)滿量程功率和輸入IP3的單通道測(cè)量。測(cè)量結(jié)果根據(jù)接收器RF連接器輸入進(jìn)行校準(zhǔn)。

接下來(lái)，有必要描述快速傅里葉變換（FFT）分析。 我們描述中提供的所有數(shù)據(jù)均基于 FFT 和處理以產(chǎn)生 來(lái)自FFT數(shù)據(jù)的測(cè)量。圖 5 顯示了示例 FFT。頂部 圖用于單個(gè)通道，而底部圖用于組合和 校準(zhǔn)通道。

圖5.FFT 測(cè)量示例。

使用圖5中的單通道FFT，我們可以將噪聲密度與 圖 3 中的預(yù)測(cè)。圖3中的級(jí)聯(lián)計(jì)算估計(jì)了噪聲 當(dāng)RF部分與ADC級(jí)聯(lián)時(shí)，密度為–145 dBFS/Hz。圖5的單通道測(cè)量結(jié)果為–144.3 dBFS/Hz，因此級(jí)聯(lián) 計(jì)算似乎再次與測(cè)量值緊密對(duì)齊。

對(duì)于圖5底部的組合FFT，執(zhí)行校準(zhǔn) 如“DAC/ADC IC上的集成硬化DSP改善寬帶”中所述 多通道系統(tǒng)“和”使用多芯片的上電相位確定性” 集成寬帶DAC和ADC的同步特性”3,4并對(duì)數(shù)據(jù)求和。然后調(diào)整滿量程以適應(yīng)組合數(shù)據(jù)的位增長(zhǎng)，最后執(zhí)行相同的FFT。通過這種方法， 滿量程組合電平接近平均通道電平和 動(dòng)態(tài)范圍有所改善，由于組合增益，接下來(lái)將看到。

單通道與組合通道 接收器測(cè)量

噪聲密度和雜散信號(hào)

我們想研究組合時(shí)的噪聲和雜散改善 渠道。同樣感興趣的是觀察組合通道影響與輸入 功率電平和頻率。結(jié)果如圖6和圖7所示。

圖6.組合通道時(shí)，可以觀察到噪聲密度和雜散改善。這些數(shù)據(jù)集是在2.8 GHz下拍攝的。

圖7.單通道和組合通道噪聲密度以及雜散與頻率的關(guān)系：在每個(gè)頻率上捕獲十次。圖上的每個(gè)點(diǎn)代表一個(gè)FFT。

從圖6左側(cè)開始，噪聲密度與輸入的影響 可以觀察到功率。在低功率水平下，10log（N） 的 12 dB 改進(jìn)為 在系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn) N = 16 個(gè)通道。隨著功率的增加，請(qǐng)注意 組合輸出噪聲密度的增加速度略快于低于 各個(gè)頻道。這是跨 渠道。在這些數(shù)據(jù)集的情況下，退化僅為大約 1 dB，因此在組合通道時(shí)仍有顯著改善。這 相關(guān)源被認(rèn)為是鎖相環(huán) （PLL） 在單個(gè)AD9081或可能的RF輸入源中與四個(gè)通道共用 使用。自 10 dB 改進(jìn)以來(lái)，沒有進(jìn)行進(jìn)一步調(diào)查 測(cè)量仍然相當(dāng)重要。

圖6的右側(cè)詳細(xì)介紹了系統(tǒng)的雜散性能。 在以下情況下，雜散性能也有顯著改善 組合通道，表示雜散在通道之間不相關(guān)。 刺激改善是一個(gè)相當(dāng)積極的結(jié)果。在這些數(shù)據(jù)捕獲期間， 已經(jīng)花費(fèi)了大量精力來(lái)評(píng)估特定頻率的特定雜散 補(bǔ)償。一個(gè)意想不到的觀察結(jié)果是，馬刺看起來(lái)相當(dāng)隨機(jī)。 單通道中最差的雜散在各個(gè)通道之間并不相同，并且確實(shí) 在組合數(shù)據(jù)中不顯示為最差的雜散，除了特定的 二次諧波情況如圖7所示。有兩種解釋 馬刺的隨機(jī)性。首先，起點(diǎn)相當(dāng)不錯(cuò)，因?yàn)?如圖 5 的 FFT 所示。次要影響是測(cè)試設(shè)置對(duì)所有16個(gè)通道的數(shù)據(jù)采集大小以及這些通道的FFT長(zhǎng)度有限 捕獲所有 16 個(gè)通道時(shí)，數(shù)據(jù)捕獲限制為 4096 個(gè)點(diǎn)。在 盡管數(shù)據(jù)捕獲長(zhǎng)度很長(zhǎng)，但仍能觀察到<90 dBc的雜散。 未來(lái)的多通道測(cè)試平臺(tái)將尋求延長(zhǎng)FFT長(zhǎng)度。

圖 7 顯示了類似的單通道和組合通道性能與 頻率。對(duì)于這些數(shù)據(jù)集，每個(gè)頻率捕獲了 10 次。每 圖上的點(diǎn)表示單個(gè) FFT。這些數(shù)據(jù)的功率電平為 標(biāo)稱值為 –5 dBFS。

圖7左側(cè)的噪聲密度數(shù)據(jù)顯示，各個(gè)通道 與圖3中所有通道和所有通道的估計(jì)值相當(dāng)一致 頻率。綜合數(shù)據(jù)顯示，相當(dāng)一致的改進(jìn) 目標(biāo)頻率兩端的 ~11 dB，與圖 6 一致 相關(guān)功率級(jí)別。

圖7右側(cè)的雜散也顯示出相當(dāng)一致的組合通道改進(jìn)。位于2.65 GHz的雜散值得評(píng)論。 在此頻率下，有第二個(gè)諧波落在帶內(nèi)并導(dǎo)致 單通道雜散需要提升。此頻率點(diǎn)包含在數(shù)據(jù)中 因?yàn)樗c評(píng)估折疊諧波引起的雜散影響有關(guān) 當(dāng)通道組合時(shí)。有兩個(gè)有趣的觀察結(jié)果。這 首先是馬刺看起來(lái)不相關(guān)，其次是存在一個(gè) 跨通道的雜散電平范圍廣。這是一個(gè)積極的結(jié)果，似乎 表明組合輸出仍然可以接近 10log（N） 改進(jìn) 超越最糟糕的渠道支線。它還表明，通過改進(jìn)布局 設(shè)計(jì)上，通道層面的雜散可能會(huì)得到改進(jìn)。我們做到了 不再進(jìn)一步調(diào)查，但指出此處要記錄的觀察結(jié)果 結(jié)果。

幅度和相位穩(wěn)定性

圖7中的數(shù)據(jù)有助于評(píng)估幅度和相位穩(wěn)定性 因?yàn)槊總€(gè)頻率都獲取多個(gè)數(shù)據(jù)集。結(jié)果顯示 在圖 8 的晶須或 MATLAB 箱形圖中。?

圖8.幅度和相位穩(wěn)定性測(cè)量：圖7中采集的數(shù)據(jù)的晶須圖。數(shù)據(jù)集由 10 個(gè)捕獲組成，名義上超過 5 秒。上圖中的幅度穩(wěn)定性顯示一致性在千分之一dB以內(nèi)。下圖中的相位穩(wěn)定性顯示了十分之一度內(nèi)的相位穩(wěn)定性。

選擇 MATLAB 箱線圖是因?yàn)榭捎脭?shù)據(jù)量有限。箱須圖是旨在提供快速數(shù)據(jù)集的圖形 分發(fā)信息。盒須有五個(gè)主要組成部分 情節(jié)。紅線表示數(shù)據(jù)集的中位數(shù)，而藍(lán)色表示 圍繞紅線的框表示 數(shù)據(jù)。此范圍稱為四分位距 （IQR）。該框包含 數(shù)據(jù)集的 50%。框上方和下方是代表 視為數(shù)據(jù)集的最大值和最小值。任何謊言的數(shù)據(jù)點(diǎn) 超出 1.5 × IQR（第一個(gè)四分位數(shù)到第三個(gè)四分位數(shù) + 1.5 IQR）的范圍是 被視為異常值，由單個(gè)紅十字?jǐn)?shù)據(jù)點(diǎn)表示。 在圖8的幅度穩(wěn)定性圖中，比較了所有幅度 通道和組合輸出。對(duì)于相位穩(wěn)定性，單相 將通道與組合輸出端的相位進(jìn)行比較。這是 必需，因?yàn)樵诖藴y(cè)試設(shè)置中數(shù)據(jù)捕獲是異步的。是的 有趣的是，時(shí)鐘分布可以從 相位穩(wěn)定性數(shù)據(jù)。請(qǐng)注意相位穩(wěn)定性數(shù)據(jù)中盒子的形狀如何以四個(gè)為一組匹配：通道 1-4、5-8、9-12 和 13-16。這些渠道 代表每個(gè)AD9081內(nèi)部的四個(gè)通道，每個(gè)AD9081都有一個(gè)專用的ADF4371PLL。在此特定集合中相位漂移匹配的觀察結(jié)果 的四組表示相位穩(wěn)定性由PLL主導(dǎo)。這 觀察結(jié)果與我們最近的相位噪聲分析一致。5

組合 2 音測(cè)量

我們的最終數(shù)據(jù)集是2音測(cè)量，用于評(píng)估通道組合時(shí)互調(diào)產(chǎn)物的影響。結(jié)果顯示在 圖 9 和圖 10。

圖9.代表性的 2 音 FFT 測(cè)量。請(qǐng)注意，相對(duì)于載波的互調(diào)產(chǎn)物電平（以dBc為單位）不會(huì)隨著通道組合而改善。

圖 10.組合互調(diào)積與頻率的關(guān)系：組合互調(diào)積電平接近各個(gè)通道的平均值。

結(jié)果表明，互調(diào)產(chǎn)物是相關(guān)的，并且它們接近 通道電平互調(diào)乘積的平均值。此結(jié)果與“使用商用收發(fā)器的數(shù)字陣列： 噪聲、雜散和線性度測(cè)量。6

意見摘要

使用這套全面的測(cè)量方法，現(xiàn)在可以解決幾個(gè)關(guān)鍵點(diǎn) 總結(jié)一下。

對(duì)于組合通道：

振幅：組合輸出的振幅接近平均值。 這是一個(gè)自然的結(jié)果，因?yàn)槭紫纫M(jìn)行校準(zhǔn)以對(duì)齊通道 振幅和相位。

噪聲密度：

在低功耗下，可以實(shí)現(xiàn)10log（N）的改進(jìn)。

當(dāng)功率增加到接近滿量程時(shí)，相關(guān)項(xiàng)可能具有 由于任何共享電路的影響。測(cè)量表明只有 1 dB 16 個(gè)通道的降級(jí)。

雜散信號(hào)：

馬刺似乎比最初預(yù)期的更隨機(jī)。這是一個(gè)積極的 結(jié)果并啟用動(dòng)態(tài)范圍改進(jìn)時(shí)通道 組合在一起。

最差的雜散通常可以提高10log（N）。

組合 16 通道結(jié)果顯示 90 dBc 或以下的雜散信號(hào)， 這是相當(dāng)不錯(cuò)的，再次與單通道高電平相媲美 高性能窄帶接收器。

應(yīng)考慮在將來(lái)的評(píng)估中使用更大的FFT長(zhǎng)度以改進(jìn) 用于雜散分析的FFT動(dòng)態(tài)范圍。

互調(diào)：互調(diào)產(chǎn)物相關(guān)，沒有 預(yù)計(jì)動(dòng)態(tài)范圍會(huì)有所改善。這是分階段的已知問題 陣列社區(qū)。由于與動(dòng)態(tài)范圍相關(guān)的其他術(shù)語(yǔ)隨著通道的組合而得到改進(jìn)，因此未來(lái)的系統(tǒng)和規(guī)格可能會(huì)有所改進(jìn) 線性度受互調(diào)產(chǎn)物的限制。這一事實(shí)可能會(huì)推動(dòng) 非線性校正的創(chuàng)新與強(qiáng)制方法的研究 互調(diào)產(chǎn)物在大型陣列中不相關(guān)。

幅度和相位穩(wěn)定性：幅度一致性在千分之一以內(nèi) 對(duì)于數(shù)據(jù)，觀察到十分之一度以內(nèi)的dB和相位一致性 捕獲大約 5 秒的持續(xù)時(shí)間。我們相信階段 這種設(shè)計(jì)的穩(wěn)定性受到用作數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器時(shí)鐘的PLL的限制 源。如果需要提高相位穩(wěn)定性，可以使用備用時(shí)鐘源 可以考慮。

結(jié)束語(yǔ)：出現(xiàn)16通道噪聲和雜散測(cè)量 相當(dāng)出色，可與過去的高性能窄帶相媲美 接收機(jī)。這些數(shù)據(jù)表明，確實(shí)有可能分發(fā)許多 直接采樣接收器，實(shí)現(xiàn)數(shù)字波束成形陣列級(jí)可編程性， 并且仍然保持傳統(tǒng)窄帶系統(tǒng)的高性能指標(biāo)。

結(jié)論

我們的目的是總結(jié)和量化一套全面的接收器 在具有代表性的多通道環(huán)境中進(jìn)行測(cè)量 該系統(tǒng) 工程師可以用來(lái)推斷更大的相控陣模型。為此， 已經(jīng)詳細(xì)描述了特定的直接采樣RF接收機(jī)設(shè)計(jì)， 已將測(cè)量結(jié)果與計(jì)算的性能預(yù)測(cè)進(jìn)行比較， 本文介紹了單通道與組合通道噪聲密度、雜散和互調(diào)性能的改進(jìn)。這是我們的希望 這些數(shù)據(jù)集對(duì)于工程師評(píng)估自己的設(shè)計(jì)非常有用 在基于發(fā)布的最新數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器開發(fā)大型系統(tǒng)時(shí) 半導(dǎo)體行業(yè)。

審核編輯：郭婷