本系列文章的第 2 部分介紹如何測量高壓或負電源軌上的電流，以及如何為 I 設置配置寄存器星期一傳感方法。本文介紹了測量電流的精度考慮因素，并提供了有關使用LTpowerPlay對器件進行編程的說明。在第 1 部分中，我們介紹了電流檢測的一般概念，包括各種方法和電路拓撲。

超越極限

LTC297x 器件對施加到檢測引腳的電壓具有限制，兩者均為 V意義和我意義.限值為6 V。對于以下大部分內容，我們將討論LTC297x系列的大部分產品，LTC2971除外，其限制為±60 V。對于大于6 V的電源軌或負電源，必須設計一種間接檢測電感或檢測電阻兩端電壓的方法。

電阻分壓器

電源電壓高于最大額定電壓 I意義引腳，人們可能會試圖使用兩個分壓器。這似乎是一個合理的想法，直到你計算出分割“信號”的誤差。分壓器放置在檢測元件的每一側。“輸出”取自每個分壓器，并饋入 LTC297x 檢測引腳。如果上下電阻比相互匹配，則可實現精確分頻高壓信號的目標。電源軌電壓被分壓足以使 LTC297x 輸入保持在限值內，并且分壓輸出產生一個可由 LTC297x 測量的比例電壓。但是，所需的電阻容差使得這種方法不切實際。此外，電壓分壓越多，誤差就越大。例如，如果只有一個電阻的誤差為0.1%，則結果是固定失調誤差。增益誤差貢獻很小，失調誤差占主導地位。

例如，假設您需要測量12 V電源的輸出電流。電源支持2 A電流和一個10 mΩ分流電阻（R社交網絡） 放置在輸出路徑中。分流器將在滿載時產生20 mV信號。3分頻電路是合適的選擇，頂部和底部電阻分別選擇為2 kΩ和1 kΩ。這放置了 I 的共模電壓意義引腳為 4 V。如 LTC297x 器件所示，使用相對較低的值是為了保持較低的源阻抗，以減少分壓器的戴維寧等效電阻引起的漏電流引起的誤差。

圖1.用于電流檢測的電阻分壓器會產生較大的誤差。

假設處于空載狀態，所有電阻都是完美的。每個分頻器中點將為4.00 V，增量V將為零。因此，LTC297x的READ_IOUT值為0.000 A。但是，如果2 kΩ元件之一的電阻高0.1%（2002 Ω），則δV將為2.665 mV。但請記住，滿量程為 20 mV/3 或 6.667 mV，如 I 所示。意義引 腳。2.665 mV讀數轉換為0.4 A的輸出電流。這是預期滿量程讀數的 40%！如前所述，引入的誤差是失調誤差，而不是增益誤差。盡管如此，這是一個很大的錯誤。這種方法對電阻容差過于敏感，我們必須尋找另一種解決方案。

高邊檢測放大器

由于LTC2972/LTC2974/LTC2975對I的電壓限制為6 V。意義引腳，這個問題的解決方案是使用高端電流檢測放大器（CSA）進行電平轉換。LT6100 / LTC6101 很常用于固定 / 用戶可選增益。精度比分壓電阻好得多。

圖2.用作電平轉換器的電流檢測放大器。

以下是相關的方程和條件：

V外CSA = I負荷×·社交網絡× （R2 / R1）

設置IOUT_CAL_GAIN = R社交網絡× （R2 / R1）

保持 V愛森普< ±170毫伏

LTC2971 用于高電壓軌上的電流檢測

對于高電壓軌，請使用LTC2971（2通道DPSM）直接檢測高達60 V的電流和電壓。LTC2971 提供四種不同的訂購選項。LTC2971-1在一個通道上支持60 V檢測，在另一個通道上支持–60 V檢測。LTC2971-2在兩個通道上均支持–60 V，LTC2971-3選項支持60 V和1.8 V。LTC2971在兩個通道上均支持60 V檢測。直接連接到IOUT_SNS引腳可避免外部CSA，后者會增加成本、增加電路板空間并引入誤差。LTC2971 的電流測量準確度為READ_IOUT讀數的 0.6%。

低側電流檢測

在某些情況下，可以選擇低側電流檢測。檢測電阻可以放置在負載的低端和I意義引腳連接在電阻器上。這允許 I意義引腳具有接近GND的共模電壓。對于大于6 V的電源電壓，它可能非常適合您的應用。這是一個很好的解決方案，適用于測量幾乎任何電源軌上的電流，包括高壓軌。選擇 R意義值是獲得足夠大的信號以獲得良好精度與足夠低的電阻（不會產生明顯的IR壓降）之間的折衷，該電阻會導致負載所見輸出電壓下降，即負載調整率差。圖3顯示了V的反饋電阻和開爾文檢測連接意義.開爾文檢測是一個術語，用于描述與檢測元件的連接，其中不包括壓降。

應注意為檢測電阻建立返回電流路徑。許多高密度板設計有多層接地澆注，因此允許返回電流流過多條路徑。使用分流電阻器使您能夠強制返回電流通過該元件，從而允許在元件上實現開爾文檢測連接并連接回I意義PSM 設備的引腳。

圖3.低側檢測解決了高壓電流檢測，但也有缺點。

負電源軌上的電流檢測

有幾種不同的方法來監視負電源的輸出電流。最簡單的解決方案是使用低側 CSA，例如 LTC6105。圖4顯示了通過分流器連接的輸入，CSA由PSM的VDD33和負電源軌本身的低側供電。輸出為單端信號，可連接到I意義或 V意義PSM 的引腳。

如果 CSA 連接到 I意義引腳，然后將IOUT_CAL_GAIN設置為 R社交網絡× 增益加航.例如，如果分流電阻為10 mΩ，CSA增益為10，則將IOUT_CAL_GAIN設置為100。IOUT_CAL_GAIN單位是毫歐。

圖4.使用一個 CSA （LTC6105） 檢測電流。

使用 LTC2971-1 或 LTC2971-2 是監視負電源上的輸出電流的最簡單解決方案。這些是雙通道器件，LTC2971-2的兩個通道都可以本地檢測電源軌上的電流至–60 V。LTC2971-1 能夠檢測僅在通道 1 上的負軌上的電流。

圖5.檢測負電源軌上的電流，無需外部元件。

注意：LTC2971 的READ_VOUT值為 L16 格式，并且是無符號的。GUI中顯示的負電源軌電壓值是反相的。

圖6.LTC2971-1 通道 1 和兩個 LTC2971-2 通道的 LTpowerPlay 設置選項卡。

我星期一例子

電流驅動 I星期一引腳允許用戶選擇一個電阻值來設置電流檢測增益和最大電壓。PSM器件測量I之間的電壓差森塞普和我森森引腳和檢測增益需要使用MFR_IOUT_CAL_GAIN設置，這與分流檢測類似。

LT3081 LDO 穩壓器具有一個 I星期一可用作示例的引腳。The LT3081 I星期一電流是負載電流除以 5000。假設使用2 kΩ電阻。我星期一每安培負載電流的引腳電壓為：

V伊蒙= （I負荷/ 5000） × 2000 Ω = 0.4 V/A

圖7.使用 LT3081 I星期一針。

如果負載電流為2 A，則I星期一電壓將為 0.8 V。從這個等式中，我們可以看到 I星期一只需增加 I 即可使電壓對負載電流更敏感星期一電阻值。如果我們這樣做，最大電壓（滿載）很可能是>1 V。PSM 設備的 I意義引腳需要適應這種大的偏移。對于LTC2974/LTC2975，這違反了差分電壓，該電壓限制為±170 mV。幸運的是，LTC2971和LTC2972具有一個配置位，當設置imon_sense時，將電流檢測電路置于允許檢測高達6 V的單端電壓的模式。

圖8.MFR_CONFIG imon_sense位。

配置命令必須根據我們選擇的硬件進行設置。在本例中，IOUT_CAL_GAIN應設置為 400 （0.4 V/A）。單位是毫歐。如果沒有可能影響READ_IOUT值的溫度系數或熱時間常數，則其他與電流相關的命令可能具有默認值。MFR_IOUT_CAL_GAIN_TC、MFR_IOUT_CAL_GAIN_TAU_ INV 和MFR_IOUT_CAL_GAIN_THETA的默認值設置為零。

我星期一LT7101降壓型穩壓器的引腳就是一個具有電壓驅動輸出的引腳示例。輸出還具有失調電壓。也就是說，在空載條件下，I星期一引腳位于0.4 V。起初，這似乎有問題，因為差分電壓限值為±170 mV。但是，LTC2972 / LTC2971 PSM 器件能夠檢測這種類型的 I星期一引腳，并允許在 I 上提供更大的差分信號意義引 腳。讓我們通過一個真實的例子來工作。

圖9.使用 LT7101 I星期一針。

LTC2971 / LTC2972 可通過連接 LTC297x I 連接至 LT7101森森引腳接地并連接 I森塞普引腳到 I星期一針。命令值可以按如下方式計算：

從READ_IOUT方程開始，

重寫IOUT_CAL_GAIN方程求解：

假設 T校正= 1。

LT7101 的產品手冊提供了 I星期一1 A 和 0.25 A 負載電流的電壓電平分別為 1.21 V 和 0.603 V。因此，IOUT_CAL_GAIN值為：

IOUT_CAL_OFFSET是：

IOUT_CAL_OFFSET是負值，因為我們需要減小READ_IOUT值。您可能會發現需要更改計算出的寄存器值，以便更好地將測量的負載電流與READ_IOUT讀數相關聯。這涉及添加校準步驟。強制使用已知負載電流，將READ_IOUT值與預期值進行比較，然后將調整后的值寫入IOUT_CAL_GAIN和/或IOUT_CAL_OFFSET。一般來說，我星期一許多穩壓器的精度不如檢測電阻的電流測量精確，但校準電流測量將大大提高精度。

準確性

電流測量的精度取決于其各部分的總和。在大多數系統中，精度在負載電流范圍的中高端非常重要。有些要求在輕負載條件下具有良好的精度，這意味著傳感鏈中的信號非常小。我們可以將精度部分分為四類：檢測元件、電路板布局、放大器和檢測測量電路。

在更詳細地介紹準確性之前，需要定義術語 TUE?？偽凑{整誤差或 TUE 是每個 LTC297x 數據手冊中列出的規格。有用于電壓和電流測量的 TUE 規格。TUE 是 PSM 器件內部基準電壓源、增益和失調誤差（位于 V 路徑中的緩沖器和放大器）所貢獻的組合誤差意義或我意義引腳到芯片的數字部分。TUE 是所有過程變化和溫度下READ_IOUT或READ_VOUT讀數的百分比，是最壞情況下的誤差。這消除了從芯片中計算單個貢獻者的負擔，例如V裁判誤差和 ADC 誤差。外部元件 - CSA 和相關電阻器、分流電阻器、電感器 DCR、I星期一當前 - 貢獻自己的誤差，必須在總體誤差預算中加以考慮。

如前所述，最佳精度來自放置在輸出路徑中的電阻檢測元件。R型意義容差通常指定為 1%。這些價格低廉且易于找到。值通常在0.5 mΩ至數十 mΩ之間。要確定該值，必須考慮當前感興趣的范圍以及范圍兩端所需的精度。當電流流過 R 時意義，在元件上產生一個小電壓，即 delta V。正是這個信號需要測量并通過歐姆定律轉換為電流。人們希望獲得足夠大的信號，以便在輕負載條件下獲得良好的精度;但是，在重負載下會出現較大的IR壓降，并可能對電源性能產生負面影響。我們假設穩壓器的反饋來自負載本身，檢測點連接在負載上。這考慮了輸出路徑中的任何壓降，包括高端和GND返回路徑。R型意義位于穩壓器的反饋回路內。包括布局中任何導致 IR 損耗的 PCB 銅。

下面是一個涵蓋準確性的示例。假設電源的最大電流為10 A，我們需要低至100 mA的良好精度。滿載時，建議將IR壓降保持在<50 mV。如果將檢測電阻放置在反饋環路內，則可以產生更大的檢測電壓。大信號的缺點是檢測元件的功率損耗。這是選擇電阻值時的基本權衡。R型意義值根據滿載電流時的電壓檢測計算得出，在本例中為50 mV/10 A或5 mΩ。假設我們選擇一個容差為1%的5 mΩ檢測電阻。

對于LTC2972/LTC2974/LTC2975輸入檢測電壓>20 mV，實現的精度為1%（電阻容差）+0.3%（數據手冊中的TUE）或1.3%，相當于負載電流大于4 A。對于<20 mV的檢測電平，TUE的額定值為±60 μV。對于 100 mA 的負載電流，產生的信號為 0.1 A × 0.005 Ω 或 500 μV。在輕負載條件下，誤差要大得多，為±12%（60 μV/500 μV），主要由TUE主導，電阻容差對精度影響不大。從絕對值來看，它僅相當于±12 mA的誤差。TUE 考慮內部基準電壓源和 ADC 誤差。選擇容差更嚴格的檢測電阻可產生更好的精度。

前面的討論適用于大多數LTC297x系列的電源軌<6 V，其中LTC2972/LTC2974/LTC2975 I意義引腳可以直接連接在檢測元件上，無需外部CSA。如果電源軌為>6 V，則大多數PSM管理器系列都需要CSA。LTC2971 是個例外，它允許直接連接 I意義引腳高達 ±60 V。LTC2971 的 TUE 為 0.6%，是 LTC2972 / LTC2974 / LTC2975 的兩倍;但是，IOUT_SNS引腳可以直接連接到電源電壓高達 ±60 V 的檢測電阻。

使用 LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987 測量電源電壓 >6 V 上的輸出電流時，可以使用 CSA 單端輸出來驅動 V 意義引 腳?？梢允褂萌魏瓮ǖ溃琣dc_hires位應保持其默認設置 0。輸出電流測量值從READ_VOUT寄存器讀取，必須從伏特轉換為安培。重要的是要意識到您在V處具有更大的動態范圍意義引腳比I上的170 mV限制意義LTC2974 / LTC2975 的引腳。這允許將CSA增益設置得更高，以產生更大的檢測電壓，因為V。森塞普引腳可驅動至 6 V。要考慮的參數是CSA的輸入失調電壓V操作系統.它是V操作系統乘以設置CSA輸出誤差的增益。如果 V操作系統為85 μV （LTC6101），增益設置為100，輸出誤差可能高達8.5 mV。V的星期二意義引腳<1 V為2.5 mV，>1 V為0.25%。CSA增益應設置為低，以最小化輸出誤差，但又應足夠大，以利用V的大信號范圍意義針。CSA貢獻的誤差是給定增益設置下的固定mV誤差。轉換輸出電流值中的誤差顯示在最后一列中。表 8 說明了一個示例。R型意義為 5 mΩ。

這表明外部CSA為大檢測電壓提供了相當好的精度，但在低檢測電平條件下會引入更多的誤差。

通過產生足夠的檢測電壓或信號，可以實現精確的電流測量。來自檢測元件的 delta V 需要足夠大，以克服芯片和其他來源（如布局）引入的任何噪聲和誤差。通過首先確定輕負載精度對您的重要性來估計信噪比 （SNR）?？梢酝ㄟ^考慮產生可接受精度的最低檢測電壓除以待測量范圍內的最低電流值來計算最佳值。

為了達到最高精度，最好創建最大的信號并最大限度地減少組件/布局錯誤。也就是說，使用大的 R意義值并使用嚴格公差電阻器。您也可以考慮校準當前的回讀值。施加已知的負載電流并觀察READ_IOUT值。調整IOUT_CAL_GAIN值以最大程度地減少回讀值中的錯誤。通過發出STORE_USER_ALL命令將任何更改的值存儲到芯片的EEPROM。

分流電阻檢測精度

分流電阻法的優點是它比電感DCR法更準確，因為分流電阻值通常精確到1%或更好。與電感DCR相比，溫度系數相當低。然而，即使您可以購買非常嚴格的容差電阻器，這也可能會被布局和焊接問題所覆蓋。

分流電阻方法的缺點是，由于IR壓降，它是有損耗的。這會產生熱量并在輸出路徑中產生壓降。如前所述，通過將檢測電阻置于反饋環路內，可以在很大程度上緩解IR壓降，從而使穩壓器的環路將壓降降低到可以忽略不計的水平。

由于 LTC297x 差分輸入電流將導致差分誤差電壓，因此 Rcm 電阻器需要具有相同的值。不匹配的 Rcm 電阻器僅由于濾波器元件容差而引入誤差。通常，將這些電阻值保持在1 kΩ以下。

圖 10.我意義引腳電流。

布局

無論您打算使用分立檢測電阻還是電感DCR來測量電流，在高負載條件下，布局都變得很重要。這在焊接連接中最有可能產生IR壓降，并且傳感連接可能會產生影響。最好避免與焊盤進行的檢測連接，該焊盤在感應點之間包括IR壓降。如果比較圖11中的布局，則顯示與焊盤內部連接的示例將很少或沒有IR壓降，因為焊盤的這些區域很少或沒有電流。標記為“公平”的布局由于檢測點（焊盤一側）的位置而受到IR壓降的影響，該位置部分位于當前路徑中。

圖 11.分流電阻器的布局建議。

市場上有 4 端子檢測電阻器。它們提供兩個用于主電流路徑的端子和兩個用于開爾文檢測連接的端子。對于要求對大于20 A左右的電流具有良好精度的應用，可以使用值低至100 μΩ的4端子金屬合金檢測電阻。一些制造商指定高阻值電阻的容差比低阻值電阻更嚴格，因此您在這里有一個基本的權衡——在0.1%時使用1 mΩ，而在0.5%時使用400 μΩ。

圖 12.一個 4 端子分流電阻器。

請參考“通過改進低值分流電阻器的焊盤布局來優化大電流檢測精度”，了解有關布置檢測電阻時的精度的更多細節。

使用 LTC2977 / LTC2979 / LTC2980 / LTM2987 來測量輸出電流

LTC2977 / LTC2979 / LTC2980 / LTM2987 器件測量電流的能力有限。它們可以配置為測量奇數通道上的電流：通道 1、3、5 和 7。要配置電流測量，必須將通道設置為高分辨率模式（MFR_CONFIG_LTC2977，bit9）。這允許 V森森引腳連接到高達6 V的共模電壓。五世森塞普和 V森森引腳可以連接在電感 （DCR） 或電阻檢測 （R社交網絡） 元素。

圖 13.MFR_CONFIG adc_hires位。

偶數通道不支持此功能，V森森引腳（通道 0、2、4 和 6）必須保持在 GND 的 ±100 mV 以內。

在此模式下，此通道提供的唯一功能是電流的遙測回讀。設置adc_hires位將禁用VOUT_EN引腳并禁用所有故障響應。實質上，就 LTC2977 而言，它強制通道進入“關斷”狀態，并且它僅回讀檢測元件兩端的電壓（以 mV 為單位）。

LTC2977 / LTC2979 / LTC2980 / LTM2987 器件沒有方便的READ_IOUT寄存器或用于存儲 DCR 或 R 的寄存器社交網絡價值。相反，您可以使用 READ_VOUT 命令獲取原始差分電壓讀數。系統主機需要根據該讀數除以檢測電阻值來計算電流。請注意，這些值以 L11 格式給出，而不是 L16 格式。單位為毫伏。如果使用系統主機或 FPGA/CPU 讀取電流，則必須執行數學運算，將毫伏值轉換為以毫安或安培為單位的值。應用筆記AN135介紹了將L11十六進制轉換為浮點值的示例代碼。

圖 14.V意義用于差分電流檢測的引腳。

LTpowerPlay具有一項功能，可以方便地將此mV讀數轉換為以mA為單位的當前回讀值。有一個比例因子可用于在READ_VOUT寄存器中生成調整值?？梢酝ㄟ^單擊“配置”窗口中的“設置”選項卡來訪問此功能。

輸入到 VOUT 顯示縮放框中的值應等于 1/R社交網絡.如果使用外部 CSA，則需要將比例因子設置為 1/（增益加航/R社交網絡).有一個“顯示單位”字段，可以通過將 V 替換為 A 來將其從伏特更改為安培。這些變化允許讀數顯示計算出的電流，該電流與基于電路中檢測電阻的實際電流一致。例如，如果 R社交網絡為 10 mΩ （0.01 Ω），VOUT 顯示縮放為 100。READ_VOUT寄存器現在將報告一個以mA為單位的值，該值反映芯片測量的每個mV的100 mA。在本例中，592 mA負載施加到R的電源軌上。社交網絡10 mΩ，芯片測量值為5.92 mV。注意：設置下的縮放/偏移值不會保存到設備的 NVM 中，但會保存到 .proj 文件中。

圖 15.VOUT 在“設置”選項卡中顯示縮放比例。

圖 16.READ_VOUT遙測以 mA 為單位顯示縮放值和單位。

由于差分電壓（VSENSEPn – VSENSEMn）限制為±170 mV，因此必須選擇檢測元件，以使IR壓降不超過此限制。這些引腳的共模電壓允許高達6 V。例如，如果電流預計在3 A范圍內，則50 mΩ檢測電阻為ADC提供150 mV電壓，并允許偏移至3.4 A。這對于精度非常有用，因為信號很大，但輸出路徑中的150 mV是相當大的IR壓降。這是在電流測量精度和輸出中的IR壓降之間做出決定時要做出的基本權衡。應始終在負載處關閉反饋回路。這允許穩壓器/伺服器調整到適當的輸出電壓。有關更多詳細信息，請參閱 LTC2977 的產品手冊。

例如，分配了一個奇數通道來測量輸出電流。通道 7 測量 I外通道6，3.0 V電源。

圖 17.READ_VOUT轉換為mA（頻道7）。

當奇數通道配置為ADC高分辨率模式時，無法使用VOUT_EN引腳，監控器功能被禁用;因此，不可能快速檢測過流情況。但是，如果您使用 CSA 并將單端信號輸出到 V森塞普針。這專用于一個電壓通道來監控CSA的輸出。傳播延遲將由通過 CSA 的延遲、PSM 設備引入的延遲以及無源組件（即 RC）可能引入的任何延遲的總和決定。PSM 延遲取決于配置、故障響應是設置為立即關閉還是去毛刺關閉以及延遲計數設置。

超頻/直流故障監控

在為高值負載供電的電源軌上，可能需要保護負載免受過流情況的影響。輸出電流監控器內置于 LTC2974 / LTC2975 中。專用硬件允許用戶配置通道，以便在監控器檢測到過流或欠流情況時關閉。這些器件同時具有電壓和電流監控功能，這意味著如果輸出電壓或輸出電流超出用戶定義的限值，通道將被關斷。電壓監控器和電流監控器在內部組合到VOUT_EN邏輯中。本文第 1 部分中的表 1 總結了所有 PSM 管理器的此功能。

圖 18.我外超頻/直流故障/警告限制。

故障監控器是采樣比較器，具有用戶可調閾值。比較器每12.1 μs采樣一次，允許用戶根據用戶定義的設置消除輸出噪聲。僅當故障條件連續存在多次或稱為delay_count時，監控器才會跳閘。這本質上是一個基于時間的篩選器。delay_count最多可設置為7個，為OC事件提供84 μs的抗干擾響應。這允許不檢測到窄毛刺，同時聲明更寬脈沖的故障。在負載和管理器之間插入的任何RC濾波器都會增加額外的延遲。濾波器降低了任何毛刺的幅度，但增加了監控器的響應時間延遲。數據手冊建議的時間常數是開關頻率的十分之一，但不會太長，以至于通過濾波器的延遲比監控器響應時間長得多。對于需要快速OC響應的安靜電源，可以選擇200 Ω/10 nF或2 μs延遲。對于高噪聲電源，1 kΩ/0.1 μF的RC產生100 μs的延遲。雖然這看起來有很多延遲，但它比ADC讀數快得多，ADC讀數可能是~100 ms。

欠流監控將檢測輸出中的低電流或反向電流情況。低電流條件是輕負載的典型情況，UC故障可能不是可取的。但是，測量的輸出電流值包括負值。雖然通常不使用欠流監控，但它可以通過將IOUT_UC_FAULT_LIMIT設置為負值來檢測反向電流條件。要禁用 UC 故障檢測，請將IOUT_UC_FAULT_RESPONSE設置為忽略，并將IOUT_UC_FAULT_LIMIT設置為較大的負值。默認設置為 –1 A。

雖然 LTC2971 / LTC2972 不具有 OC 故障檢測功能，但這些器件具有一種 OC 警告功能，該功能將根據 ADC 輸出電流測量結果將 ALERTB 拉低。警告會將 ALERTB 拉低并更新STATUS_IOUT寄存器?；贏DC的讀數將導致響應速度變慢，旨在通過硬件引腳和PMBus寄存器用作狀態指示器。可以將 ALERTB 綁定到控制引腳以關閉通道。或者，微控制器可以通過聲明中斷來響應 ALERTB，并驅動 CONTROL 引腳或發出 PMBus 命令以關閉通道。將 ALERTB 綁定到控制的缺點是任何警告或故障都會關閉通道。?

使用 T 時意義LTC2971 / LTC2972 / LTC2974 / LTC2975 上的引腳用于補償電感器 DCR，溫度可用于關斷通道，這是另一種形式的監控。過熱故障、警告限值和故障響應可根據應用逐通道進行調整。也就是說，它可用于關閉單個通道，而不是全局（整個芯片）設置。

當前回讀 L11 格式

從 PSM 設備讀回的十六進制值的格式為 L11。無論您是讀取LTC2977 （ADC 高分辨率模式）上的READ_VOUT寄存器，還是讀取LTC2975 / LTC2974 / LTC2972 / LTC2971 上的READ_IOUT寄存器，L11 格式都是具有 5 位指數和 11 位尾數的有符號值。

L11格式支持電流測量的極性。由于它是有符號格式，因此允許READ_IIN和READ_IOUT寄存器向系統主機提供有關電流方向的信息。LTC2974 / LTC2975 具有針對輸出電流的欠流門限。負值可用于關閉吸收過多電流的通道，即反向電流。

關于 L11 格式，有一點特別需要說明，那就是粒度。LTC2971 / LTC2972 / LTC2974 / LTC2975 數據手冊顯示了一個表格，其中列出了寬電流范圍內READ_IOUT值的粒度。存在固有的粒度，這是由于 L11 十六進制格式造成的，而不是設備的 ADC 或任何其他硬件限制。該表還列出了MFR_READ_IOUT粒度以供比較。MFR_READ_IOUT值是一種自定義格式，可提供更高的分辨率，2.5 mA 粒度高于 2 A。它僅限于 ±81.92 A。如果電路板的主機CPU/FPGA需要將L11轉換為浮點數，它可以向任一寄存器發出讀取。READ_IOUT寄存器對低于2 A的電流具有更好的分辨率，并且沒有81.92 A限制，但MFR_READ_IOUT值將解析為最接近的2.5 mA值。

PSM 器件和 LTpowerPlay 編程

與整個 LTC297x 器件系列一樣，首次對 PSM 器件進行編程并成功為硬件供電是非常有益的。使用LTpowerPlay是您最簡單的途徑。LTpowerPlay是一個免費下載，可以在Windows上運行。該軟件具有內置的編程實用程序，可將您保存的配置數據寫入設備的EEPROM。上電后，芯片會自動從EEPROM加載其RAM，并準備自主運行。?

無論您是LTpowerPlay的新手還是已經是高級用戶，都可以了解如何使用基于LTpowerPlay軟件的電源配置和調試工具進行配置、設計、評估、診斷和調試。如果您不打算使用 LTpowerPlay 進行編程或提供遙測，下載 Linduino C 代碼示例是另一種解決方案。代碼示例在 LTSketchbook zip 文件中提供。

圖 19.LTpowerPlay是一個功能強大的基于Windows的開發環境，支持ADI公司的數字電源系統管理（PSM）產品。

創建 .proj 文件的清單：

確保每個 PSM 設備在 PMBus（硬件捆綁）上都有一個唯一的地址。

在每個輸出通道上設置IOUT_CAL_GAIN。

這是R意義、電感 DCR 或計算 I星期一價值。

在每個測量輸入電源電流的器件上設置IIN_CAL_GAIN （LTC2971 / LTC2972 / LTC2975）。

設置與溫度相關的配置（例如，MFR_IOUT_CAL_GAIN_TC、MFR_IOUT_CAL_GAIN_TAU_INV MFR_IOUT_CAL_GAIN_THETA）。

設定 IOUT_OC_FAULT_LIMIT 和IOUT_OC_FAULT_RESPONSE （LTC2974 / LTC2975）。

設置IOUT_UC_FAULT_LIMIT和IOUT_UC_FAULT_RESPONSE （LTC2974 / LTC2975）。

提示：使用 LTpowerPlay 中的配置向導來簡化文件生成。

總結

ADI 公司的 DPSM LTC297x 器件是混合信號 PMBus IC，可測量和監控電源電流。已經介紹了各種檢測方法——電阻分流器、電感DCR和I星期一就是其中之一。電流測量功能通過以 OC/UC 故障監控的形式提供另一級別的保護，增加了該系列的功能集。這些器件為任何電源帶來了監控、監督和測量電壓和電流的能力。這些特性對于高價值的電源軌非常理想。LTC297x 提供了配置器件的 PMBus 寄存器的能力，這增加了在設計階段的任何時間點更改電路板設計的靈活性，即使在電路板部署在現場之后也是如此。