一、引言

數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器架構(gòu)和性能的進(jìn)步吸引了很多 科學(xué)界的關(guān)注 [1-5] .新的轉(zhuǎn)換器架構(gòu)和 技術(shù)不時(shí)出現(xiàn)，以響應(yīng)不同的應(yīng)用要求。一些新架構(gòu)與經(jīng)過時(shí)間考驗(yàn)的架構(gòu)一起發(fā)展，例如 逐次逼近型ADC、流水線ADC、電阻串式DAC等。 雖然其他一些架構(gòu)不會持續(xù)太久，但遵循一個(gè)過程 類似于達(dá)爾文的選擇。

一些創(chuàng)新純粹是由固有轉(zhuǎn)換器技術(shù)挑戰(zhàn)驅(qū)動的。 例如，通過需要減輕與器件相關(guān)的線性度限制 匹配，或者由于某些有限晶體管參數(shù)的影響。這 在這些情況下，目的是推動轉(zhuǎn)換的動態(tài)性能， 或提高能源效率。

在其他情況下，創(chuàng)新驅(qū)動因素對轉(zhuǎn)換器來說更為外在。 他們自己。例如，其中包括需要將ADC/DAC集成到 SoC/SiP，使其面積或功率符合某些約束條件?；蚋鶕?jù)需要 將數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器與傳感器/射頻/混合信號功能高效連接 或者將它們與數(shù)字處理嵌入到復(fù)雜的信號鏈中。

在其他情況下，可能有更多的內(nèi)在和 外在創(chuàng)新。這就是需要制造轉(zhuǎn)換器的情況 適用于更精細(xì)的光刻技術(shù)，這反過來又可能引入新設(shè)備和 互連挑戰(zhàn)。

這種不同的要求和基礎(chǔ)條件導(dǎo)致許多完全 不同類型的轉(zhuǎn)換器。它可以挑戰(zhàn)設(shè)計(jì)師客觀的能力 評估和比較不同的體系結(jié)構(gòu)選項(xiàng)。開發(fā)起來也很難 用于指導(dǎo)解決方案選擇的一致分類法。

一種區(qū)分方法是評估給定的功率效率 轉(zhuǎn)換器執(zhí)行其功能。后者通常由 幾個(gè)流行的功績因數(shù)（FOMs）[1，3-4]的含義。

FOM旨在快速比較類似的ADC/DAC，事實(shí)上， 捕獲功耗和信號帶寬之間的基本權(quán)衡 和光譜純度。但是，隨著時(shí)間的推移，F(xiàn)OM也被用來突出 性能趨勢，指出架構(gòu)的優(yōu)勢和缺點(diǎn)。也許 在某些情況下，F(xiàn)OM幾乎被提升到另一個(gè)設(shè)計(jì)的級別 規(guī)范，其刻意優(yōu)化最終可能會得到回報(bào) 科學(xué)出版物。FOM的這種意外影響正在得到承認(rèn) 由技術(shù)社區(qū)[7]。

但是FOM散點(diǎn)圖中的新點(diǎn)經(jīng)常出現(xiàn)，這是設(shè)計(jì)師的結(jié)果 正在研究，這受應(yīng)用程序和業(yè)務(wù)動態(tài)的影響。所以 新點(diǎn)的出現(xiàn)不應(yīng)被混淆為轉(zhuǎn)換器技術(shù)在絕對意義上可能做什么的指示（某種程度的相關(guān)性 FOM趨勢中的技術(shù)潛力不應(yīng)倉促地與因果關(guān)系混淆）。

考慮到這一點(diǎn)，本文介紹了兩類新興的轉(zhuǎn)換器架構(gòu) 綜述了技術(shù)：時(shí)域轉(zhuǎn)換器和壓縮傳感 變換 器。它們都與FOM鏡頭不太一致，但值得關(guān)注 來自數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器技術(shù)社區(qū)。這些創(chuàng)新的路徑 在這里，開放和踏步的架構(gòu)由一系列不同的目標(biāo)來證明， 了解哪些有助于指導(dǎo)后續(xù)步驟。

這里所涵蓋的內(nèi)容并不以詳盡無遺為借口。出版物參考文獻(xiàn) 提供給讀者以深化許多主題。然而，這篇論文 試圖引起技術(shù)界對這種有趣的關(guān)注 案例，同時(shí)提供了一些關(guān)于它們的原始觀察。

本文的組織結(jié)構(gòu)如下。第二部分討論數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器如何 創(chuàng)新是應(yīng)用需求與技術(shù)之間的共生關(guān)系 進(jìn)步以及電源效率FOM的日益普及可以在哪里 引入不必要的眼罩。第三節(jié)討論時(shí)域轉(zhuǎn)換器 并為它們未來的演變提供了猜想。第四部分討論了壓縮抽樣，并簡要介紹了最新的建筑 突破。第五節(jié)得出了一些結(jié)論。

二、進(jìn)展很少是直線

一個(gè)。專注于時(shí)可以忽略什么 FOM太多了？

在討論新興轉(zhuǎn)換器之前，值得指出的是FOM的重點(diǎn)是什么 隱晦的風(fēng)險(xiǎn)。

常用的ADC FOM是所謂的施賴爾FOM，以dB/J為單位 （盡管單位“焦耳”通常被去掉）并定義如下[1]：

其中，SNDR是信噪比和失真比，也以dB為單位并測量 對于高頻輸入（因此FOM符號中的下標(biāo)hf），P是 對應(yīng)的功耗，以瓦特表示，BW為輸入信號 帶寬以 Hz 為單位測量。通常假定帶寬等于樣本 速率 fs除以過采樣比率 OSR。此定義允許比較 奈奎斯特轉(zhuǎn)換器（BW=fs/2） 和過采樣轉(zhuǎn)換器一起 [1]。 基于 ISSCC 過去 20 年發(fā)布的 ADC 的散點(diǎn)圖 VLSI會議如圖1所示[6]。

圖 1.1997 年至 2017 年間 ISSCC 和 VLSI 出版物的 Schreier FOM 與信號帶寬的散點(diǎn)圖。

雖然這顯示了已發(fā)表內(nèi)容的全面景觀 這兩次會議，很容易注意到大多數(shù)新數(shù)據(jù)點(diǎn) （由正方形和菱形表示的）對應(yīng)于最高 帶寬ADC與對角線虛線漸近線對齊，稱為 “技術(shù)前沿”。一年后，新數(shù)據(jù)點(diǎn)的分布也類似。 年，隨著較新的點(diǎn)將虛線漸近線推到更寬的頻帶和 更高的 FOM。公平地說，并非所有在這些會議上接受的論文都應(yīng)該 建立一個(gè)更好的FOM，前提是有價(jià)值的創(chuàng)新是 在其他重要方面得到證明，如幾個(gè)新點(diǎn)所見 遠(yuǎn)離虛線的喧囂。

然而，這張照片雖然從能源效率的角度來看很有見地， 應(yīng)小心使用。相反的觀點(diǎn)可能是它不代表 該領(lǐng)域的真正決定性的創(chuàng)新儀表板，甚至可能是 易誤解的。讓我們考慮FOM觀點(diǎn)的一些反例。因?yàn)?雖然定量和客觀，但這種表示錯(cuò)過了相關(guān)的架構(gòu) 首先未提交公布的創(chuàng)新，或 在解決其他有價(jià)值的問題時(shí)，不一定在FOM和 因此，它有被忽視或進(jìn)一步發(fā)展的風(fēng)險(xiǎn)。

例如，許多公司正在開發(fā)創(chuàng)新高 嵌入在更復(fù)雜系統(tǒng)中的 Speed 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器根本不會發(fā)布。 對于超寬帶光纖、有線的商業(yè)應(yīng)用都是如此。 和無線基礎(chǔ)設(shè)施通信系統(tǒng)，以及國防和 空間應(yīng)用（應(yīng)注意，對于與國防相關(guān)的應(yīng)用 事實(shí)上，是禁止出版的具體規(guī)范）。非CMOS技術(shù)，如 由于異構(gòu)或光學(xué)技術(shù)有時(shí)也用于這些 這些應(yīng)用允許處理在任何給定時(shí)間可以 比圖 1 的技術(shù)前沿高出一個(gè)數(shù)量級。

在某些情況下，電子設(shè)備被允許使用盡可能多的功率 需要實(shí)現(xiàn)雄心勃勃的績效目標(biāo)。對于這些，F(xiàn)OM 或 物理尺寸與圖 1 所示相比并不理想。它應(yīng)該 可以說，雖然這些是異常值，但如果將它們的點(diǎn)添加到 散點(diǎn)圖，它們可能會扭曲圖 1 中分布的規(guī)律性。

此外，如前所述，水平漸近線，稱為“架構(gòu)” 前“沒有看到同比增加多少新點(diǎn)。這可能表明陳舊 低帶寬ADC的創(chuàng)新1.雖然實(shí)際上，有很多相關(guān)的 窄帶應(yīng)用中的轉(zhuǎn)換器創(chuàng)新不一定旨在 優(yōu)化 FOM。事實(shí)上，絕大多數(shù)商用轉(zhuǎn)換器 每年開發(fā)的實(shí)際上處理的帶寬比接近的帶寬低得多 “技術(shù)前沿”。引入了許多出色的此類ADC 每年，通常稱為“精密轉(zhuǎn)換器”（低帶寬，高動態(tài)范圍）， 以非常創(chuàng)新的方式解決非常重要的應(yīng)用問題，但它們 故意很少在出版物中披露。這些轉(zhuǎn)換器依賴于 專有電路和算法技術(shù)，并利用特殊工藝 技術(shù)能力還可以實(shí)現(xiàn)非常高的線性度和噪聲性能。 所有這些形式的創(chuàng)新都受到商業(yè)秘密和專利的保護(hù)， 通常認(rèn)為讓他們在 開放文學(xué)。可以預(yù)料的是，這些細(xì)節(jié)都不會被故意披露。 這里。盡管有興趣的讀者可以通過深入證實(shí)這種斷言 瀏覽相關(guān)案例，在美國和歐洲專利中公開獲得 辦公網(wǎng)站。

總之，如果使用得當(dāng)，F(xiàn)OM是非常有用的工具。然而轉(zhuǎn)換 效率只是觀察轉(zhuǎn)換器進(jìn)度的一個(gè)鏡頭。過分強(qiáng)調(diào) 著名會議的轉(zhuǎn)換效率將不可避免地激勵(lì)和 可能以犧牲其他重要利益為代價(jià)發(fā)展合群的研究路線 方向。其次，盡管同樣重要，但基于FOM的趨勢可能會錯(cuò)失 一些重要的工業(yè)創(chuàng)新。

B.當(dāng)應(yīng)用程序需求觸發(fā)重大轉(zhuǎn)變時(shí)

應(yīng)用領(lǐng)域的趨勢是主要驅(qū)動因素，信號規(guī)格的進(jìn)展在應(yīng)用空間內(nèi)可能會發(fā)生巨大變化，因此 迫使技術(shù)錯(cuò)位。

例如，蜂窩無線中通常需要高速轉(zhuǎn)換器 基礎(chǔ)設(shè)施系統(tǒng) [10]。大約六年前，接收信號路徑 對于蜂窩基站 （BTS） 來處理信號 例如射頻帶寬帶寬為 75MHz 的多載波 GSM 信道或 射頻帶寬=100MHz的CDMA信道。上一代的要求是 大約40MHz，而大約三年后，下一代BTS的出現(xiàn) 需要帶寬為 BW=200MHz 的射頻帶寬。今天，就所謂的第五項(xiàng)達(dá)成共識 代 （5G） 系統(tǒng)適用于 BTS [12] 能夠處理 帶寬=1GHz~1.2GHz。

因此，如果使用ADC對零差接收方案中的基帶進(jìn)行數(shù)字化處理，則其 從40MHz一代開始，采樣率需要大約翻倍 到 100MHz 一代，然后再次加倍以實(shí)現(xiàn) 200MHz 一代。 但后續(xù)ADC代將需要5至6的采樣速率 比其前身高出數(shù)倍，可處理1~1.2GHz頻段。所以雖然在 以前的案例 適當(dāng)?shù)墓に嚰夹g(shù)過渡幾乎 相同的ADC架構(gòu)可以滿足要求，在最后一種情況下，大量的 架構(gòu)變革是必不可少的。

繼續(xù)相同的應(yīng)用空間，轉(zhuǎn)換器要求 與前面的示例相比，進(jìn)度實(shí)際上可以變得更不線性。為 例如，如果考慮常用的外差接收方案，則ADC為 可用于將所需的通信信道與頻段帶寬數(shù)字化，但 以中頻 f 為中心如果，而不是在基帶/零中頻中。在 100MHz帶寬系統(tǒng)一代，通常選擇這樣的中頻頻率 介于 150MHz 和 350MHz 之間。在200MHz系統(tǒng)中，一些基站系統(tǒng) 設(shè)計(jì)已經(jīng)移動了他們的 F如果頻率略高。所以，再次，一個(gè)示例 加倍率非常具有挑戰(zhàn)性，但不一定對采用的 轉(zhuǎn)換器架構(gòu)。

但是，在一些較新的情況下，對輸入信號的要求為 ADC的頻率要高得多。即，射頻到中頻頻率 下變頻從ADC前面的模擬域移至 數(shù)字領(lǐng)域，緊隨數(shù)字化之后。換句話說，200MHz寬帶信號 ADC需要采樣，不是以幾百兆赫茲為中心;它 現(xiàn)在位于幾千兆赫。雖然采樣不足是一種可能的途徑， 需求是使用第一個(gè)奈奎斯特波段進(jìn)行采集。至于5G蜂窩 通信，設(shè)計(jì)人員區(qū)分低于6GHz的系統(tǒng)，其中 射頻信道被放置在6GHz以下，而在毫米波系統(tǒng)中，其中 信道位于29GHz和32GHz左右之間[12]。因此，例如，如果 10-12GSPS ADC可用作接收路徑中的RF數(shù)字化儀[11] 低于 6GHz 的系統(tǒng)，使 F 翻倍S到20-24GSPS可以提供一些增量 在處理增益和模擬濾波要求方面具有優(yōu)勢。還 需要一種完全不同的毫米波系統(tǒng)方法。

此外，5G通信系統(tǒng)所需的其他技術(shù)之一 是波束成形。建立空間定向接收/發(fā)送的能力 獲得某些移動設(shè)備與基站之間的通信鏈路 通過相控陣天線，每個(gè)天線可能具有其射頻/混合信號 信號鏈。當(dāng)然，處理能力效率非常重要 （FOM），電子設(shè)備的尺寸和重量引入了非常嚴(yán)格的條件 到系統(tǒng)設(shè)計(jì)，也滲透到數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器。轉(zhuǎn)爐 結(jié)構(gòu)可以非常緊湊，可以很好地?cái)U(kuò)展納米 工藝技術(shù)，然后可以集成到大通道數(shù)中是 受到大量關(guān)注。這包括經(jīng)典的SAR ADC架構(gòu)。但 它還包括新興的轉(zhuǎn)換器類別，例如數(shù)字時(shí)間和 以下各節(jié)將討論數(shù)數(shù)到時(shí)間轉(zhuǎn)換器。

C. 當(dāng)轉(zhuǎn)換器的突破成為推動因素時(shí)

創(chuàng)新周期不僅僅是在應(yīng)用程序的方向上工作 挑戰(zhàn)推動工程解決方案。它也在相反的方向上工作， 當(dāng)技術(shù)突破使應(yīng)用程序不實(shí)用或 以前可以想象。

例如，雖然修剪在精度方面是相當(dāng)普遍的做法 幾十年來，盡管進(jìn)行了大量研究，但模擬電路已經(jīng) 真正成為工業(yè)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)的主流，只有最后 十五年左右。允許大幅松動的自校準(zhǔn)技術(shù) UP 模擬設(shè)計(jì)在匹配、面積、噪聲和線性度、功耗之間進(jìn)行權(quán)衡 消耗，速度[8，1]。正因?yàn)槿绱?，?2000 年代中期，出現(xiàn)了 轉(zhuǎn)換器架構(gòu)創(chuàng)新顯著快速擴(kuò)張 在多個(gè)方向上推動性能前沿向前發(fā)展，特別是在 CMOS工藝[1]。首先，8-10b ADC的采樣速率從幾百個(gè) MSPS很好地進(jìn)入GSPS范圍，這要?dú)w功于大量電路的組合 尺寸減?。ㄐ?zhǔn)校正匹配限制，因此允許 尺寸減小，從而加快速度）和簡單的雙向（“乒乓球”） 交織。然后進(jìn)一步改進(jìn)磁芯自校準(zhǔn)，以及更高階 時(shí)間交錯(cuò)（8個(gè)子ADC或更高），由通道失配校準(zhǔn)輔助， 還使奈奎斯特速率 12-14b ADC 能夠突破 GSPS 速度障礙 [1， 2， 11]。 在連續(xù)時(shí)間△ΣADC中采用了不同的自校準(zhǔn)技術(shù) 控制環(huán)路濾波器、反饋延遲中的參數(shù)擴(kuò)散，以及 線性化反饋DAC。因此允許此類架構(gòu)數(shù)字化數(shù)百個(gè) 以低GHz范圍為中心的頻率的MHz信號頻段[10]。

因此，再次考慮上一節(jié)中的示例，蜂窩無線 通信系統(tǒng)受到就業(yè)能力的積極影響 射頻數(shù)字化和合成。這使得移動很多 從模擬/射頻域到的調(diào)制/解調(diào)功能 數(shù)字領(lǐng)域，對集成、靈活性/可編程性具有實(shí)質(zhì)性的好處， 開發(fā)時(shí)間等

同樣，新的自校準(zhǔn)功能可大幅減小尺寸和功耗 技術(shù)也使醫(yī)療領(lǐng)域的小型化/集成化成為可能 儀器儀表系統(tǒng)，其中數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器也構(gòu)成了瓶頸之一，因此能夠創(chuàng)建經(jīng)濟(jì)實(shí)惠的便攜式健康監(jiān)測系統(tǒng) 例如超聲波系統(tǒng)等，對我們的健康有明顯的好處。

最后，雖然模擬系統(tǒng)的發(fā)展理念傳統(tǒng)上是 一直為最佳性能而設(shè)計(jì)，留給修整和校準(zhǔn)的作用 彌補(bǔ)制造缺陷，自校準(zhǔn)的最新進(jìn)展是 迅速改變這一策略。展望未來，更深層次的模擬-數(shù)字協(xié)同設(shè)計(jì)是 預(yù)期。例如，為了進(jìn)一步克服功率/速度限制， 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器架構(gòu)偏好可能會偏向那些雖然具有特征 通過高但可預(yù)測和可校正的非線性度，可以實(shí)現(xiàn)大幅更高的 速度或更低的功率或更小的面積，留給自校準(zhǔn)和軟件 線性化的任務(wù)[1-3，37]。

III. 時(shí)間到數(shù)字 （TDC） 和數(shù)字到時(shí)間 （DTC） 轉(zhuǎn)換器

A. 探索時(shí)域數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的理由

MOS 器件縮放伴隨著電源電壓縮放。艱難的權(quán)衡 信號裕量、噪聲、線性度、帶寬、功耗和 器件匹配會限制電壓域的性能 模擬電路;包括數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器 [8]。

九十年代初，為了應(yīng)對電壓模式信號擺幅的裕量縮小問題，研究人員探索了電流模式電路[9]。但是雖然 當(dāng)前范圍內(nèi)的硬上限并不總是立即明確，電流和 電壓通過有限節(jié)點(diǎn)阻抗相互連接。不可避免地，原版 電壓模式處理的邊界條件導(dǎo)致同源挑戰(zhàn) 在電流模式系統(tǒng)中。此外，許多信號源，傳感器和 執(zhí)行器是電壓模式器件，因此使電壓-電流和 電流-電壓傳感器是不可避免的新瓶頸2.

與此同時(shí)，雖然降低電源電壓的步伐已經(jīng)放緩 向下，電壓裕量問題并沒有消失。模擬設(shè)計(jì)人員有 開始研究另一個(gè)可用于表示和 過程信息：時(shí)間間隔3.鎖相環(huán)（PLL）或延遲鎖相環(huán)（DLL）等時(shí)域電路是成熟的架構(gòu)和開創(chuàng)性的 時(shí)域數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的工作可以追溯到幾十年前。 時(shí)間到數(shù)字（TDC）和數(shù)字到時(shí)間（DTC）轉(zhuǎn)換器實(shí)際上是 數(shù)字和半數(shù)字計(jì)時(shí)/時(shí)鐘系統(tǒng)的重要功能塊 [1]。

B. TDC/DTC基元電路

處理時(shí)間的兩個(gè)最重要的模擬電路原語是 CMOS逆變器和D型邊緣觸發(fā)觸發(fā)器（DFF）[1，13]。電壓/ 由TDC/DTC處理的電流域信號通常具有大約 矩形或，特別是在高頻下，扭曲的正弦形狀。雖然 真正重要的不是它們的形狀。重要的是當(dāng)這些信號穿過 預(yù)先建立的閾值集，從而確定從 0 到 1 或從 1 到 0。這種過渡瞬間被隨意地稱為“零” 穿越“時(shí)間。

在TDC/DTC中，CMOS逆變器經(jīng)常缺電，以便能夠 通過控制電流IC或控制電壓VC調(diào)節(jié)其柵極延遲，以及 它用于實(shí)現(xiàn)電壓控制延遲單元（VCDU），如示例所示 如圖2所示[13]。輸入由信號表示φ在，而輸出為 信號φ外.在本例中，控制變量為 VC，并且可以改變網(wǎng)門 延遲 ΔT。VCDU電壓-時(shí)間特性靜態(tài)點(diǎn)處的小信號增益Gφ決定了該基元處理時(shí)間的能力[13]。

圖 2.a） 壓控延遲單元（VCDU）;（b） 基于缺電流逆變器的可能電路實(shí)現(xiàn);（c） 投入φ的時(shí)間圖在和輸出φ外;（d） VCDU的電壓-相位特性示例，其中中心線性區(qū)域可以用相應(yīng)的線性化電壓-相位增益Gφ來識別。

VCDU 如圖 2 中的 VCDU 或替代 VCDU，尤其是那些在 差分形式，是環(huán)形振蕩器VCO和電壓控制的構(gòu)建模塊 然后用于時(shí)間信號的連續(xù)處理的延遲塊。

另一個(gè)時(shí)域基元是D型邊緣觸發(fā)觸發(fā)器（DFF），如 如圖 3 所示。DFF可用作模擬基元來實(shí)現(xiàn) 一個(gè)比較器函數(shù)，因?yàn)榻o定兩個(gè)脈沖，比如φ在和φ裁判，饋送到其 D 輸入和時(shí)鐘輸入分別如圖 3 所示，將返回一個(gè)邏輯 1 在其 φ時(shí)的 Q 輸出在潛在客戶φ裁判(