電子戰(zhàn)（EW）接收機(jī)必須在多個(gè)干擾信號的擁擠寬帶頻譜中攔截和識別未知的敵方信號，而沒有通信和雷達(dá)接收機(jī)采用的動(dòng)態(tài)范圍和靈敏度改進(jìn)技術(shù)的優(yōu)勢。通信接收器中采用的入射RF頻段限制對于電子戰(zhàn)接收器來說是一種不必要的交易，因?yàn)镋W接收器尋求在更短的時(shí)間內(nèi)處理更寬的瞬時(shí)帶寬。在雷達(dá)領(lǐng)域，接收器動(dòng)態(tài)范圍受益于匹配濾波，即接收到的雷達(dá)回波與發(fā)射信號的副本相關(guān)聯(lián)。唉，電子戰(zhàn)接收器事先不知道要攔截的信號，因此沒有任何關(guān)聯(lián)！這就像在一群人中尋找一個(gè)你從未見過的陌生人......更糟糕的是，他躲起來了，或者根本不在那里！

好消息是：未來幾年，高采樣率模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）和數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）技術(shù)將迎來寬帶數(shù)字接收器架構(gòu)的演變。最重要的是，ADI公司的轉(zhuǎn)換器將保持傳統(tǒng)低速率數(shù)字轉(zhuǎn)換器的出色線性度、噪聲性能和動(dòng)態(tài)范圍。主力超外差調(diào)諧器將為直接采樣和直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)奠定基礎(chǔ)。1自適應(yīng)頻譜調(diào)諧將繼續(xù)從RF轉(zhuǎn)向數(shù)字信號處理領(lǐng)域。

寬帶RF檢測的這種巨大變化將帶來尺寸、重量、功耗和成本（SWaP-C）的優(yōu)勢：以更低的每通道成本、與目前相同或更小的外形尺寸，實(shí)現(xiàn)更高的接收和發(fā)射通道數(shù)。

展望具有多倍頻程帶寬的數(shù)字電子戰(zhàn)接收機(jī)時(shí)代的到來，本文討論了設(shè)計(jì)同類最佳動(dòng)態(tài)范圍時(shí)的新挑戰(zhàn)和考慮因素。在本文中，動(dòng)態(tài)范圍是指瞬時(shí)無雜散動(dòng)態(tài)范圍，對于負(fù)責(zé)在擁擠的較大阻塞信號頻譜中檢測小信號的接收器來說，這是關(guān)鍵品質(zhì)因數(shù)。

下一代 ADC 性能

當(dāng)今的許多電子戰(zhàn)接收器都具有亞倍頻程瞬時(shí)帶寬（IBW），這受到老一代數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的限制。這些將在明天被跨越幾GHz IBW的多倍頻程寬帶數(shù)字接收器所取代。例如，在未來幾年，越來越多的檢測平臺(tái)將采用ADI轉(zhuǎn)換器芯片，該芯片具有ADC和DAC，能夠處理大于4 GHz IBW，同時(shí)保持SFDR大于70 dB。2,3,4

一個(gè)流行的低SWaP寬帶數(shù)字接收器ADC用例可能是：

ADC 采樣速率為 ~15 GSPS

第一個(gè)奈奎斯特區(qū)（即直流至6 GHz）的直接樣本

第二個(gè)奈奎斯特區(qū)（即 8 GHz 至 14 GHz）的直接樣本

射頻模塊轉(zhuǎn)換中間（6 GHz至8 GHz）和更高（>14 GHz）頻段

電子戰(zhàn)接收器需要覆蓋從18 GHz到50 GHz及以上的越來越高的頻譜范圍。ADC的高第二奈奎斯特區(qū)簡化了頻率規(guī)劃，允許使用具有寬松、更小SWaP射頻濾波器的簡單RF前端模塊轉(zhuǎn)換器。以下討論考慮了與前一個(gè)示例類似的高采樣速率ADC級聯(lián)的RF前端。

寬帶數(shù)字接收器的動(dòng)態(tài)范圍

優(yōu)化動(dòng)態(tài)范圍的接收器設(shè)計(jì)人員必須在靈敏度（NF）和線性度（IP2、IP3）之間取得平衡，因?yàn)檫@些RF器件屬性通常會(huì)相互抵消。動(dòng)態(tài)范圍受較低RF電平下的靈敏度和較高RF電平下的線性度的限制。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，設(shè)置最大允許的接收器工作電平，使多信號交調(diào)失真（IMD）雜散電平等于噪聲功率，如圖1所示。現(xiàn)代系統(tǒng)使用自適應(yīng)瞬時(shí)帶寬通道化和處理帶寬（Bv），使本底噪聲上下移動(dòng) 10Log（Bv).處理帶寬的細(xì)微差別主題至關(guān)重要，稍后將進(jìn)行討論。

圖1.將SFDR與ADC工作范圍、噪聲、IMD雜散和檢測閾值相關(guān)聯(lián)。

寬帶數(shù)字接收器中的多倍頻程IMD2挑戰(zhàn)

寬帶數(shù)字接收機(jī)的發(fā)展帶來了新的射頻挑戰(zhàn)。多信號二階交調(diào)失真（IMD2）雜散是多倍頻程寬帶數(shù)字接收器中存在動(dòng)態(tài)范圍損傷的問題。雖然IIP3長期以來一直是RF器件數(shù)據(jù)手冊中的關(guān)鍵品質(zhì)因數(shù)（FOM），但I(xiàn)IP2更難追蹤，并且對電子戰(zhàn)設(shè)計(jì)人員來說可能更成問題。IMD2雜散的問題在于，入射2音信號功率每降低1 dB，它們僅下降1 dBc，而三階交調(diào)失真（IMD3）雜散下降2 dBc。

當(dāng)然，在ADC第一奈奎斯特區(qū)下部進(jìn)行多倍頻程直接RF采樣并不是什么新鮮事。例如，較舊的系統(tǒng)可能以500 MSPS采樣，并在第一個(gè)奈奎斯特區(qū)觀察到直流至200 MHz，沒有IMD2問題。這是因?yàn)樵谶@些較低頻率（即小于幾百M(fèi)SPS）下，ADC特性是高度線性的，并且ADC的有效IIP2和IIP3非常高，導(dǎo)致良性IMD2產(chǎn)品在本底噪聲下不可見。然而，就像在寬帶RF設(shè)備中一樣，多GHz、多倍頻程ADC線性度會(huì)隨著頻率的增加而降低，IMD2產(chǎn)品在更高的工作頻率下通常會(huì)高于本底噪聲。展望未來，我們需要處理IMD2。

拓寬了寬帶數(shù)字接收器的SFDR定義

IMD2 崩潰派對需要更新常用接收器 FOM 瞬時(shí)無雜散動(dòng)態(tài)范圍 （SFDR） 的定義。SFDR指定當(dāng)有多個(gè)較大的信號產(chǎn)生IMD雜散時(shí)，接收器可以檢測到多遠(yuǎn)的小信號。SFDR 以相對于大信號的 dB 為單位指定。

傳統(tǒng)上，SFDR 是根據(jù) IMD3 產(chǎn)品以及 NF 和處理帶寬來定義的。IMD3 引用的 SFDR 在許多文本中都有導(dǎo)出，有時(shí)被澄清為瞬時(shí) SFDR，這就是我們在本文中的意思。5,6我們稱之為SFDR3：

如今，以IMD2為參考的SFDR受到的關(guān)注較少，但它作為一個(gè)需要緩解的重大損害迫在眉睫。它可以以與 SFDR3 相同的方式派生。在這里，我們稱之為SFDR2：

圖2所示為RF前端頻譜場景，其中三個(gè)同步信號（F1、F2和F3）產(chǎn)生互調(diào)產(chǎn)物，將下限設(shè)置為動(dòng)態(tài)范圍。低于此電平，寬帶數(shù)字接收器無法輕松分辨目標(biāo)是真實(shí)的還是虛假的IMD雜散。

圖2.多信號 F1、F2 和 F3（各 60 MHz）誘導(dǎo)二次諧波、IMD2（紅色）、IMD3（綠色）和 IMD2/3 組合（灰色）雜散的示例。本底噪聲（棕色）表示為PN.

今天的亞倍頻程 IBW 接收器，名義上由圖 2 虛線框顯示，只擔(dān)心 IMD3，因?yàn)樗鼘儆趲?nèi)且無法過濾。它不太擔(dān)心IP2，因?yàn)镮MD2的位置很容易過濾，并且有誘導(dǎo)信號。使用輸入RF濾波可以輕松斬波F3，使F3 – F1和F3 – F2遠(yuǎn)低于本底噪聲。與F1和F2二次諧波非常相似，F(xiàn)1 + F2 IMD2使用輸出濾波很容易衰減。當(dāng)然，ADC的二階性能必須相對于奈奎斯特折疊雜散來考慮，但前端IMD2性能很容易處理。

進(jìn)入多倍頻程 IBW 接收器（名義上由圖 2 實(shí)心框所示），情況發(fā)生了翻天覆地的變化。與IMD3相比，IMD2是更大的問題。IMD2雜散和誘導(dǎo)干擾源現(xiàn)在位于帶內(nèi)。帶通濾波破壞了多倍頻程 IBW 的目的。這就是為什么可調(diào)諧陷波濾波盡管有其局限性，但作為前端干擾抑制器越來越受到關(guān)注。它不會(huì)切斷多倍頻程頻譜的巨型部分。

圖3說明了多倍頻程寬帶數(shù)字接收器的基本多音大信號、IMD2和IMD3電平、本底噪聲和由此產(chǎn)生的SFDR之間的關(guān)系。該示例使用實(shí)際噪聲和線性度屬性，對具有4 GHz IBW的第一個(gè)奈奎斯特區(qū)進(jìn)行采樣的ADC，頻率為2 GHz至6 GHz。假設(shè)處理帶寬為 469 kHz。

圖3.SFDR2 和 SFDR3 告訴您距離最大信號（基波）有多遠(yuǎn)，您可以輕松檢測到較小的信號。因?yàn)樗兓艽螅赃@里的檢測閾值為零。實(shí)際上，請從 SFDR 中減去檢測閾值。

最佳SFDR2和SFDR3出現(xiàn)在不同的P在相應(yīng)IMD電平與噪聲功率相交的工作點(diǎn)。如果我們假裝這是一個(gè)具有前端RF頻段限制的亞倍頻程接收器，SFDR3設(shè)置了整體SFDR，我們可以預(yù)期最佳情況下SFDR為79 dB，這是非常好的。但由于電子戰(zhàn)接收器需要多倍頻程 IBW，SFDR2 設(shè)置整體 SFDR。在最佳SFDR3輸入電平（P在= –20 dBm），IMD2 雜散會(huì)使 SFDR 降低 24 dB，導(dǎo)致 SFDR 為 55 dB。公平，盡管令人失望，結(jié)果。

一個(gè)有用的經(jīng)驗(yàn)法則是，對于特定的RF輸出電平= P射頻，O要達(dá)到等效的 IMD2 和 IMD3 級別，請執(zhí)行以下操作：

換句話說，這種情況將使SFDR2和SFDR3線在同一點(diǎn)與本底噪聲相交，因此SFDR2不會(huì)限制性能。

對于前面的SFDR示例場景，RF前端為ADC供電–20 dBm，OIP3為20 dBm。獲得相同級別的 IMD2 和 IMD3 雜散，從而不限制性能所需的 OIP2 是：

原始器件OIP2性能目前尚不可用，因?yàn)榕c其他屬性（如頻率、帶寬、噪聲和直流功率）保持平衡。這解釋了人們對下一代自適應(yīng)前端干擾抑制技術(shù)的興趣日益濃厚。

為了緩解IMD2，接收器必須將最大輸入工作電平從–20 dBm降低到–32 dBm，然后才能實(shí)現(xiàn)66 dB最佳情況下的改進(jìn)SFDR2。在圖3中，此最佳SFDR2是IMD2跡線與本底噪聲相交的地方。唉，最好的情況 SFDR2 在 P在= –32 dBm 仍比最佳情況下的 SFDR3 在 –20 dBm 時(shí)差 13 dB。由于我們現(xiàn)在已經(jīng)將最大工作電平下調(diào)，因此將重點(diǎn)放在噪聲功率（靈敏度）限制上，如下一節(jié)所述。

寬帶數(shù)字接收器的處理帶寬由什么設(shè)置？

隨著處理帶寬的縮小，電子戰(zhàn)接收器的靈敏度或噪聲功率會(huì)變得更好。然而，在典型的方式中，需要權(quán)衡取舍：我們不能只是將帶寬減少到任意小的值，然后去吃午飯。需要考慮哪些競爭因素？為了回答這個(gè)問題，我們需要討論抽取、快速傅里葉變換（FFT）和它們之間的關(guān)系。首先，我們定義幾個(gè)變量：

ADI公司的高采樣速率ADC采用片內(nèi)數(shù)字信號處理器（DSP）模塊，允許對原始數(shù)據(jù)流進(jìn)行可配置的濾波和抽取，以達(dá)到發(fā)送到下游FPGA的最小可行有效載荷。ADI文獻(xiàn)中詳細(xì)討論了這一過程。3抽取的明顯好處是減少了必須通過JESD204B/JESD204C傳遞到FPGA的數(shù)字有效載荷。另一個(gè)好處是，與在FPGA結(jié)構(gòu)中實(shí)現(xiàn)相同的操作相比，使用本地片上抽取專用電路（即ASIC）可以節(jié)省功耗。但本地片上抽取的好處不僅僅是減少數(shù)據(jù)流和節(jié)省功耗。我們會(huì)談到這一點(diǎn)。

圖4顯示了現(xiàn)代寬帶數(shù)字轉(zhuǎn)換中使用的模塊（與本次討論相關(guān)）。該流程包括采樣、數(shù)字下變頻、數(shù)字濾波、抽取和快速傅里葉變換數(shù)據(jù)流。

圖4.ADC數(shù)據(jù)抽取和FFT的簡單框圖

首先，在f處采樣的數(shù)據(jù)S使用微調(diào)的NCO將數(shù)字下變頻至基帶（復(fù)數(shù)I/Q）。然后使用可編程低通數(shù)字濾波器對數(shù)據(jù)流進(jìn)行濾波。該抽取數(shù)字濾波設(shè)置IF帶寬，是設(shè)置接收器本底噪聲P的兩個(gè)不同操作中的第一個(gè)N.隨著IF帶寬變小，隨著濾波衰減寬帶噪聲，集成帶內(nèi)噪聲功率降低。

接下來，抽取 M 將有效采樣率降低到 fs/M，保持每 M千采樣并扔掉中間的樣品。

因此，下游FFT處理獲得速率為f的數(shù)據(jù)流S/M 和帶寬 fS/2米。最后，F(xiàn)FT長度N設(shè)置箱寬和捕獲時(shí)間，這是設(shè)置本底噪聲的第二步。

抽取和FFT對寬帶數(shù)字接收器本底噪聲的影響

圖5將寬帶數(shù)字接收器的處理本底噪聲（K）與ADC的噪聲頻譜密度（L）相關(guān)聯(lián)，L是ADC加性噪聲數(shù)據(jù)手冊FOM。現(xiàn)有的ADI文獻(xiàn)很好地解釋了處理增益、NSD、SNR和量化噪聲。7

圖 5 中最有用的關(guān)系是：

處理本底噪聲（圖5，K）與PN可以放入公式1和公式2中。請注意，設(shè)計(jì)人員會(huì)根據(jù)下一節(jié)中討論的設(shè)計(jì)權(quán)衡和約束仔細(xì)選擇 M 和 N。

圖5.抽取和FFT增益操作與通常參考的噪聲水平的關(guān)系。

盡管增加抽取因子M在降低本底噪聲方面具有與增加FFT長度N（圖5，E）相同的比例效應(yīng)，但重要的是要注意其機(jī)制完全不同。抽取步驟涉及使用數(shù)字濾波對通道進(jìn)行頻帶限制。這設(shè)置了有效噪聲帶寬，該帶寬決定了通道中的總積分噪聲（圖 5、D）。 它還設(shè)置可檢測信號的最大瞬時(shí)頻譜帶寬。將其與FFT步驟進(jìn)行比較，F(xiàn)FT步驟本身不進(jìn)行濾波，而是將通道中的總積分噪聲分布到N/2個(gè)箱上，并定義譜線分辨率。N越高，箱子越多，每個(gè)箱的噪聲含量越低。8抽取增益M和FFT增益N共同定義了FFT箱寬度，在討論處理帶寬時(shí)，它們經(jīng)常被混為一談（圖5，F(xiàn)），但它們的值必須根據(jù)它們各自對信號帶寬、頻譜分辨率、靈敏度和延遲要求的細(xì)微影響來平衡，如下一節(jié)所述。

處理帶寬和系統(tǒng)性能權(quán)衡

將抽取 M 和 FFT N 與高優(yōu)先級性能屬性相關(guān)聯(lián)：

延遲是檢測和處理連續(xù)頻譜捕獲的時(shí)間，它需要盡可能短的時(shí)間。許多系統(tǒng)需要近乎實(shí)時(shí)的運(yùn)行。這要求 M × N 盡可能小。隨著FFT尺寸的增加，頻譜分辨率提高，本底噪聲降低，因?yàn)榉e分噪聲分布在更多的箱中。權(quán)衡是獲取時(shí)間，這是一件大事，很簡單：

最小可檢測脈沖寬度（PW）設(shè)置了允許的最小IF通道帶寬，因?yàn)檩^短時(shí)間脈沖的頻譜內(nèi)容在相對較寬的頻段上傳播。如果IF通道帶寬太窄，信號頻譜內(nèi)容會(huì)中斷，并且無法正確檢測到短時(shí)間脈沖。設(shè)置最大允許 M 的最小 IF BW 必須滿足以下條件：

隨著FFT箱的變窄，光譜分辨率和靈敏度會(huì)提高，這需要增加N.更長的脈沖寬度和PRI需要更精細(xì)的分辨率來分辨更近的譜線，這意味著更大的N才能正確檢測。增加N可以提高譜線分辨率，但僅在M定義的IF帶寬內(nèi)。如果使用過高的抽取，增加N可以提高M(jìn)設(shè)置的IF帶寬內(nèi)的頻譜分辨率，但無法恢復(fù)丟失的信號帶寬。例如，脈沖寬度低于最小接收器脈沖寬度的脈沖序列將具有頻域sinc函數(shù)，其主瓣超過抽取帶寬。增加N將有助于解析列車的PRF，但對解決脈沖寬度沒有任何作用;該信息將丟失。唯一的解決方法是減少抽取M，增加IF帶寬。

脈沖序列的抽取、FFT 和檢測

電子戰(zhàn)寬帶數(shù)字接收機(jī)花費(fèi)大量精力去交錯(cuò)、識別和跟蹤同步入射雷達(dá)脈沖序列。載波頻率、脈沖寬度和脈沖重復(fù)間隔 （PRI） 是雷達(dá)信號，對于確定誰是誰至關(guān)重要。檢測方案中都使用時(shí)域和頻域。9首要目標(biāo)是在盡可能短的時(shí)間內(nèi)感知、處理和響應(yīng)脈沖序列。動(dòng)態(tài)范圍至關(guān)重要，因?yàn)殡娮討?zhàn)接收器需要同時(shí)跟蹤多個(gè)遠(yuǎn)距離目標(biāo)，同時(shí)受到高能干擾脈沖的轟擊。

脈沖序列FFT示例

介紹了兩個(gè)脈沖序列示例。第一個(gè)代表脈沖多普勒雷達(dá)，在10%占空比下表現(xiàn)出非常短的PW（100 ns），導(dǎo)致非常高的PRF。第二個(gè)模擬脈沖雷達(dá)，表現(xiàn)出相對較長的PW和PRI（較低的占空比，較低的PRF）。以下曲線和表格說明了抽取M和FFT長度N對時(shí)間、靈敏度（本底噪聲）和頻譜分辨率的影響。表1總結(jié)了參數(shù)，以便于比較。虛構(gòu)的值并不代表特定的雷達(dá)，但仍然處于現(xiàn)實(shí)的球場中。10

這里的要點(diǎn)是，M和N不是一刀切的，任何給定的電子戰(zhàn)接收器中的復(fù)雜檢測算法和并行通道化方案都可能為每個(gè)算法使用廣泛的值。電子戰(zhàn)接收器必須能夠同時(shí)檢測兩個(gè)信號（此處未顯示），這就是為什么快速、適應(yīng)性強(qiáng)的可配置性很重要的原因。動(dòng)態(tài)范圍和靈敏度直接取決于必須檢測的脈沖屬性。

示例：寬帶數(shù)字接收機(jī)感測脈沖多普勒雷達(dá)

以下兩個(gè)FFT捕獲脈沖多普勒場景。

圖6所示的第一個(gè)FFT需要2個(gè)多于2個(gè)脈沖周期，才能根據(jù)FFT主瓣的寬度確定信號的脈沖寬度。抽取M設(shè)置為中頻帶寬，該中頻帶寬足夠?qū)捯圆东@主瓣以及一些旁瓣。響應(yīng)時(shí)間非常快。快速響應(yīng)時(shí)間的代價(jià)是本底噪聲和頻譜分辨率較差。請注意，由于缺乏光譜分辨率，F(xiàn)FT中沒有PRI信息。

圖6.快速捕獲脈沖多普勒雷達(dá)典型的窄脈沖寬度、高PRF脈沖序列。

圖7中的第二個(gè)FFT顯示，隨著采樣長度N（和時(shí)間）的增加，本底噪聲和頻譜分辨率有所改善。M 保持不變。通過大約九個(gè)脈沖周期，頻譜分辨率提高到足以確定FFT的PRI（1 / PRF）。在旁瓣之間可以看到本底噪聲。

圖7.脈沖多普勒示例的較長FFT，用于解析譜線。

示例：寬帶數(shù)字接收機(jī)感應(yīng)脈沖雷達(dá)

以下兩個(gè)FFT捕獲了更廣泛的脈沖場景。

圖8所示脈沖雷達(dá)示例中，更寬的PRI或更低的脈沖密度需要更高的N.調(diào)整M完全取決于系統(tǒng)。如果必須在同一IF通道中同時(shí)檢測短脈沖和長脈沖，則必須設(shè)置M以適應(yīng)短脈沖頻譜帶寬，并且不能增加。單獨(dú)考慮，長脈沖需要較低的IF帶寬，因此可以將M設(shè)置得更高，以改善通道噪聲和由此產(chǎn)生的靈敏度。然而，所需的捕獲時(shí)間或FFT長度N要長得多。因此，檢測算法可能希望在短脈沖場景中做出中間決策，同時(shí)系統(tǒng)獲得足夠高的N來解析長脈沖。

圖8.快速捕獲脈沖雷達(dá)典型的長脈沖、低PRF脈沖序列。

圖9中的第二個(gè)長脈沖FFT示例說明了長PRI（低PRF）如何產(chǎn)生非常接近的譜線，這需要非常低的FFT箱尺寸或分辨率帶寬。權(quán)衡甚至需要更多的時(shí)間（FFT N）。好處是更好的靈敏度。

圖9.用于解析譜線的較長脈沖FFT示例。

采用級聯(lián)ADC的寬帶數(shù)字接收器RF前端設(shè)計(jì)

確定動(dòng)態(tài)范圍和靈敏度目標(biāo)后，RF前端必須與數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器配對。最佳RF前端設(shè)置接收器靈敏度（NF），并以足夠好的線性裕量執(zhí)行所需的頻譜信號調(diào)理，使ADC性能能夠設(shè)置接收器IP3和IP2。前端RF增益通常設(shè)置為足夠好，以建立所需的級聯(lián)NF，因?yàn)槌鲈撛鲆嫱ǔ?huì)損害動(dòng)態(tài)范圍，因此可以避免。如果前端瓶頸動(dòng)態(tài)范圍和ADC能力被拋棄，那就是犯罪！

一個(gè)有用的技巧是將ADC品質(zhì)因數(shù)轉(zhuǎn)換為等效的RF級聯(lián)參數(shù)，并將ADC視為RF黑匣子。一些經(jīng)驗(yàn)法則：

其中 P射頻（dBm） 是測量 IMD3 和 IMD2 電平的 ADC 輸入射頻電平。

請注意，在調(diào)整處理增益之前，組合前端和ADC的級聯(lián)系統(tǒng)NF是寬帶噪聲。

前端至ADC級聯(lián)設(shè)計(jì)示例

下面是使用圖 10 所示的前端進(jìn)行級聯(lián)分析的示例。該鏈?zhǔn)芤嬗贏DI最新發(fā)布的RF目錄，包括：

ADMV8818寬帶可編程高通/低通可調(diào)諧濾波器。

ADRF5730寬帶RF SOI數(shù)字衰減器。

ADRF5020 寬帶射頻 SOI 單刀雙擲

ADL8104超高IP2寬帶RF放大器。

AD9082MxFE 4× DAC （12 GSPS） + 2× 模數(shù)轉(zhuǎn)換器 （6 GSPS）

此外，該鏈還具有ADI公司開發(fā)的寬帶200 W RF限幅器和小尺寸高Q值固定濾波。

圖 10.具有開關(guān)高靈敏度和旁路模式的RF前端示例。

保持動(dòng)態(tài)范圍的一種古老技術(shù)是在低輸入信號的高檢測模式和較高輸入信號的旁路模式之間切換。如表2所示，高檢測路徑有利于NF性能，旁路路徑允許更高的NF有利于更高的線性度（IP2和IP3）。性能表說明了這一優(yōu)勢。

表3比較了前端和ADC黑盒參數(shù)，以及得到的整體級聯(lián)性能。

在高檢測模式下，動(dòng)態(tài)范圍的限制因素是本底噪聲，因此優(yōu)先考慮級聯(lián)NF。前端噪聲系數(shù)主要取決于抑制干擾所需的前端濾波的插入損耗（本例預(yù)算為6 dB損耗）。這種預(yù)選濾波需要位于放大器之前才能有效，因?yàn)榉糯笃鲗a(chǎn)生多信號IMD產(chǎn)品。

在旁路模式下，我們受益于SOI技術(shù)的極高線性度。這里沒有任何技巧，因?yàn)榉糯笃饔邢薜木€性度被簡單地切換出來，有利于更高的線性度、更低的增益和更高的NF。

寬帶數(shù)字接收機(jī)設(shè)計(jì)結(jié)果與優(yōu)化

以下性能熱圖是靈敏度分析，顯示了變化的瞬時(shí)無雜散動(dòng)態(tài)范圍（DR，dB）：

處理帶寬和射頻輸入電平

射頻前端 IIP2 和射頻輸入電平

射頻前端噪聲和射頻輸入電平

每個(gè)方案都針對高靈敏度和旁路路徑運(yùn)行。這些框注釋了有利的操作區(qū)域。這些表告訴您動(dòng)態(tài)范圍（SFDR），或到本底噪聲或最高IMD雜散的距離，對于給定的最大輸入信號電平，P。在.對于任何給定的表，靜態(tài)變量都是根據(jù)前面的鏈參數(shù)設(shè)置的。

如前幾節(jié)所述，Bv圖11中選擇的波形取決于波形檢測目標(biāo)。下 Bv降低本底噪聲，改善低P下的動(dòng)態(tài)范圍在，但以較慢的 FFT 時(shí)間為代價(jià)。相反，高 Bv值會(huì)增加本底噪聲，而較差的靈敏度會(huì)限制動(dòng)態(tài)范圍。可能的操作區(qū)域處于兩者之間的平衡點(diǎn)。

圖 11.瞬時(shí)無雜散動(dòng)態(tài)范圍 （DR） 與射頻輸入電平的關(guān)系 （P在） 和處理帶寬 （Bv);高靈敏度（頂部）和旁路模式（底部）。

圖12表明，在低P時(shí)在水平，IIP2無關(guān)緊要，因?yàn)殪`敏度設(shè)置了動(dòng)態(tài)范圍。中端性能對IIP2最敏感。中檔輸入功率電平可能構(gòu)成大多數(shù)用例，如P在提高到高檢測旁路開關(guān)點(diǎn)時(shí)，放大器線性度，尤其是IP2，至關(guān)重要。ADL8104的出色I(xiàn)P2在這個(gè)重要的中端器件中脫穎而出，保持了高動(dòng)態(tài)范圍性能。

旁路模式較高的IIP2允許工作區(qū)盒向下移動(dòng)以遵循最佳動(dòng)態(tài)范圍。

圖 12.瞬時(shí)無雜散動(dòng)態(tài)范圍 （DR） 與射頻輸入電平的關(guān)系 （P在） 和射頻前端輸入?yún)⒖?IP2;高靈敏度（頂部）和旁路模式（底部）。

圖13顯示，對于NF的大幅改進(jìn)（SWaP-C和線性度的成本可能非常高），使用中檔B時(shí)，動(dòng)態(tài)范圍的回報(bào)會(huì)遞減。v.為了使較低的 NF 得到回報(bào)，Bv需要隨之減少，并容忍相關(guān)的權(quán)衡。高檢測模式適用于10 dB至15 dB范圍內(nèi)的NF。對于旁路模式，考慮到線性度的優(yōu)勢，高NF被證明是一種愿意的權(quán)衡。理想情況下，對于旁路模式，NF可以保持在20 dB至25 dB范圍內(nèi)。旁路模式下更好的NF無助于動(dòng)態(tài)范圍，因?yàn)槲覀兪艿絀MD的限制。

圖 13.瞬時(shí)無雜散動(dòng)態(tài)范圍 （DR） 與射頻輸入電平的關(guān)系 （P在）和射頻前端噪聲系數(shù)（NF）;高靈敏度（上）和旁路模式（右）。

總結(jié)

電子戰(zhàn)即將向多倍頻程、多GHz瞬時(shí)帶寬RF調(diào)諧器和寬帶數(shù)字接收器演進(jìn)，引入了IMD2效果，挑戰(zhàn)動(dòng)態(tài)范圍。今天從IMD3的角度考慮SFDR將擴(kuò)大到包括IMD2，設(shè)計(jì)人員將使用SFDR2和SFDR3方程。系統(tǒng)本底噪聲是動(dòng)態(tài)的，因?yàn)樘幚韼挄?huì)根據(jù)波形檢測和時(shí)間要求動(dòng)態(tài)變化。在設(shè)計(jì)最佳本底噪聲時(shí)，抽取M和FFT深度N共同定義了FFT箱寬度，但它們都有單獨(dú)的重要影響需要考慮。提供了不同M和N的脈沖序列FFT示例。隨著ADC性能的提高，前端繼續(xù)依賴具有可調(diào)諧屬性和頻率選擇性的高線性度寬帶RF元件。前端應(yīng)與ADC的RF屬性級聯(lián)設(shè)計(jì)。

審核編輯：郭婷