本應(yīng)用筆記詳細(xì)介紹了MAX20446 6通道背光高亮度LED驅(qū)動(dòng)器的分步設(shè)計(jì)過程，并重點(diǎn)介紹了加快關(guān)鍵元件選擇所需的計(jì)算。還討論了組件選擇的權(quán)衡。本應(yīng)用筆記重點(diǎn)介紹升壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，相同的設(shè)計(jì)工藝可以擴(kuò)展到其他LED驅(qū)動(dòng)器產(chǎn)品。

介紹

MAX20446為峰值電流模式控制的LED驅(qū)動(dòng)器，能夠以幾種不同的配置驅(qū)動(dòng)多達(dá)6個(gè)LED串：升壓、降壓-升壓、SEPIC和反激式拓?fù)洹１緫?yīng)用筆記重點(diǎn)介紹LED串正向電壓始終高于輸入電源電壓范圍的升壓拓?fù)洹?/p>

MAX20446具有以下特性：

6 個(gè)集成電流輸出，每個(gè)輸出可吸收高達(dá) 120mA 的 LED 電流

集成擴(kuò)頻和相移

我2C 控制脈寬調(diào)制 （PWM） 調(diào)光和混合調(diào)光

可編程開關(guān)頻率介于 400kHz 和 2.2MHz 之間。

在此 LED 背光驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)設(shè)計(jì)示例中，6 個(gè) 7 LED 燈串以每串 100mA 的恒定電流驅(qū)動(dòng)。假設(shè)每個(gè) LED 的最大預(yù)期正向壓降為 3.3V，最小預(yù)期正向壓降為 2.7V。還假設(shè)LED驅(qū)動(dòng)電路由汽車電池直接供電，其典型V型在12V，但可在5V至16V范圍內(nèi)變化。

圖1.MAX20446典型工作電路

電感器選擇

要選擇合適的電感值，請(qǐng)計(jì)算所需的總輸出電流（I發(fā)光二極管） 使用以下公式驅(qū)動(dòng) LED：

（公式1）

我在哪里字符串是每個(gè)字符串的電流，并且 N字符串是使用的字符串?dāng)?shù)。

最大電壓（VLED_MAX） 驅(qū)動(dòng) LED 串由以下公式給出：

（公式2）

其中 VOUT_MAX最大OUT_調(diào)節(jié)電壓（MAX20446數(shù)據(jù)資料的電氣特性為1.1V），VF_MAX是每個(gè) LED 上的最大預(yù)期前向壓降，N發(fā)光二極管是構(gòu)成每個(gè)串的 LED 的數(shù)量。

最大占空比 （DMAX） 由以下公式給出：

（公式3）

其中 VLED_MAX是 LED 串的正向電壓，單位為 V，VD是整流二極管的正向壓降（約0.6V），VIN_MIN是以伏特為單位的最小輸入電源電壓，V.CS是峰值電流檢測(cè)電壓，單位為伏特（應(yīng)考慮可用限值的 90%），V場(chǎng)效應(yīng)管是開關(guān) MOSFET 導(dǎo)通時(shí)的平均漏源電壓，以伏特為單位（最初假設(shè)為 0.1V）。

最大占空比和LED電流決定了平均電感電流（IL平均），由以下等式表示：

（公式4）

知道平均電感電流，峰值電感電流（ILP） 表示如下：

（公式5）

哪里？我L是以安培為單位的峰峰值電感電流紋波。較低的紋波電流需要更大（通常更昂貴）的電感。較高的紋波電流不僅會(huì)導(dǎo)致更高的開關(guān)損耗，而且還需要更多的斜率補(bǔ)償和更大的輸入電容。如果建議的最大峰峰值紋波是平均電感電流的±30%，則？我L由以下等式給出：

（公式6）

由公式4可知，平均電感電流與輸出電流成正比，并且由于電感紋波電流，？我L，與輸出負(fù)載電流無(wú)關(guān)，電感電流的最小值和最大值精確地跟蹤電感器電流的平均值。 基于此，公式5可以改寫如下：

（公式7）

最后，最小電感值（L最低） 在亨利斯中由以下等式表示：

（公式8）

其中 f西 南部是所需的開關(guān)頻率，以赫茲和 L 為單位托爾是應(yīng)用于電感標(biāo)稱值的容差參數(shù)。

例如，如果 f西 南部= 2.2兆赫，升托爾= 30% 和 V.CS= 0.378V，數(shù)值計(jì)算如下：

（公式9）

（公式10）

（公式11）

（公式12）

（公式13）

（公式14）

（公式15）

確定最小電感值時(shí)，必須選擇盡可能接近L的實(shí)際電感值最低沒有下去。使用所選電感值重新計(jì)算峰值電感電流和紋波。這些數(shù)字對(duì)于以后的其他計(jì)算是必需的。

（公式16）

（公式17）

（公式18）

確保所選電感的額定電流高于ILP.通常，電感峰值電流使用20%裕量。

輸入電容選擇

在升壓轉(zhuǎn)換器中，輸入電流是連續(xù)的，因此輸入電容的RMS紋波電流很低。大容量電容和ESR都會(huì)影響輸入紋波。假設(shè)大容量電容和ESR的紋波貢獻(xiàn)相等，如果鋁電解電容和陶瓷電容并聯(lián)使用。如果僅使用陶瓷電容器，則大部分輸入紋波來(lái)自大容量電容（因?yàn)樘沾呻娙萜骶哂蟹浅５偷腅SR）。使用公式19和公式20計(jì)算最小輸入大容量電容和最大ESR。

（公式19）

（公式20）

哪里？VQ_IN和？VESR_IN分別是電容放電和ESR引起的輸入電壓紋波貢獻(xiàn)。

假設(shè)可以容忍50mV的最大輸入紋波（V的1%）IN_MIN），其中95%的輸入紋波來(lái)自大容量電容，并按如下方式計(jì)算輸入電容：

（公式21）

（公式22）

考慮到電容標(biāo)稱值的容差為20%，使用4.7μF電容可實(shí)現(xiàn)0.98μF的最小大容量電容。確保所選電容器在工作直流電壓下滿足最小大容量電容要求（電容會(huì)隨著陶瓷電容器電壓的變化而大幅降低）。

介電材料應(yīng)為X7R或更好。否則，電容器可能會(huì)因直流偏置或溫度而損失大部分電容。如果輸入電壓有噪聲或滿足電磁干擾（EMI）要求，也可以增加總電容值。

輸出電容器選擇

在升壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)渲校敵鲭娙菰陂_關(guān) MOSFET 導(dǎo)通時(shí)提供負(fù)載電流。輸出電容的功能是將轉(zhuǎn)換器輸出紋波降低到可接受的水平。整個(gè)輸出電壓紋波出現(xiàn)在恒流灌電流輸出端，因?yàn)長(zhǎng)ED串電壓由于恒定電流而穩(wěn)定。

輸出電容的ESR、ESL和大容量電容會(huì)影響總輸出電壓紋波。在大多數(shù)應(yīng)用中，使用低ESR陶瓷電容器可以顯著降低輸出ESR和ESL效應(yīng)。為了降低ESL和ESR效應(yīng)，并聯(lián)多個(gè)陶瓷電容器以實(shí)現(xiàn)所需的大容量電容。為了在PWM調(diào)光期間衰減可聞噪聲，通常將輸出端的陶瓷電容器數(shù)量降至最低。

在這種情況下，額外的電解或鋁有機(jī)聚合物電容器提供大部分大容量電容。或者，也可以使用低噪聲陶瓷電容器。

使用以下公式確定升壓輸出端的最小大容量電容：

（公式23）

哪里？VQ_OUT是電容器放電引起的輸出電壓紋波貢獻(xiàn)。

額外的輸出電壓紋波貢獻(xiàn)（？VESR_OUT） 來(lái)自輸出電容 ESR，其公式由下式給出：

（公式24）

將峰峰值輸出電壓紋波限制在50mV，以獲得穩(wěn)定的輸出電流。假設(shè)大容量電容占紋波貢獻(xiàn)的95%，并使用公式23和公式24計(jì)算以下值。

（公式25）

（公式26）

并聯(lián)使用三個(gè) 4.7μF 陶瓷電容器以超過 4.65μF 的最小輸出電容，因?yàn)樗x電容器必須滿足工作電壓下的最小大容量電容要求。

過壓保護(hù)

如果任何 LED 串?dāng)嚅_，DC-DC 轉(zhuǎn)換器輸出電壓將增加以達(dá)到所需的 LED 電流。過壓保護(hù)門限通過連接在轉(zhuǎn)換器輸出、BSTMON 輸入和 GND 之間的分壓器網(wǎng)絡(luò)來(lái)限制輸出電壓。如果 BSTMON 電壓超過 1.23V，NDRV 被強(qiáng)制為低電平，這將關(guān)閉開關(guān) MOSFET 并防止升壓輸出電壓增加。

DC-DC轉(zhuǎn)換器輸出端的過壓保護(hù)門限由下式確定：

（公式27）

其中1.23V（典型值）是BSTMON的過壓門限。

VBSTMON是升壓轉(zhuǎn)換器可以產(chǎn)生的最大電壓，應(yīng)大于預(yù)期的最大 LED 燈串電壓 （VLED_MAX） 根據(jù)以下不等式：

（公式28）

其中因子 1.1 考慮了 10% 的保證金。

最小預(yù)期 LED 燈串電壓 （VLED_MIN） 由以下等式表示：

（公式29）

其中 VOUT_MIN= 0.7V。

如果在啟動(dòng)期間發(fā)生欠壓，升壓轉(zhuǎn)換器將閉鎖。為避免升壓轉(zhuǎn)換器閉鎖，BSTMON 引腳上的電壓必須始終大于 0.6V。這導(dǎo)致 V 之間的以下關(guān)系BSTMON和 VLED_MIN:

（公式30）

公式28和公式30中的不等式可以組合起來(lái)得到以下結(jié)果：

（公式31）

選擇 R 的值BSTMON1和 RBSTMON2使輸出電壓不超過其絕對(duì)最大額定值（52V），同時(shí)遵守公式31。通過選擇 RRBSTMON1= 226k？和 RBSTMON2= 10k？，獲得 VBSTMON 的以下值：

（公式32）

斜率補(bǔ)償和電流檢測(cè)電阻選擇

MAX20446為電流模式控制的LED驅(qū)動(dòng)器，這意味著電感電流信息被反饋到環(huán)路中。

在占空比大于50%且電感電流連續(xù)（即始終大于零）時(shí)，負(fù)載瞬態(tài)會(huì)導(dǎo)致次諧波振蕩和環(huán)路不穩(wěn)定，而無(wú)需斜率補(bǔ)償。為了保持環(huán)路穩(wěn)定，電阻（R南卡羅來(lái)納州） 必須從 CS 添加到開關(guān) MOSFET 的源極。在MAX20446內(nèi)部，有一個(gè)電流源，通過R提供小的斜坡電流。南卡羅來(lái)納州在斜率補(bǔ)償電阻（V南卡羅來(lái)納州).該電壓與FET檢流電阻兩端的電壓R相加CS_FET，并將結(jié)果與基準(zhǔn)電壓（即 COMP 引腳上的電壓）進(jìn)行比較。

因?yàn)?RCS_FET如果開關(guān)MOSFET電流和斜率補(bǔ)償電流流過它，CS引腳上的總電壓由以下公式表示：

（公式33）

斜率補(bǔ)償電壓定義如下：

（公式34）

為了保持穩(wěn)定性，所需的最小斜率補(bǔ)償電壓速率由以下公式表示：

（公式35）

我在哪里L(fēng)_UPSLOPE和我L_DOWNSLOPE表示如下：

（公式34）

（公式36）

因此，VSC_MIN和 RSC_MIN由以下等式定義：

（公式37）

（公式38）

這包括 1.5 倍以提供足夠的保證金。

回顧公式33，R的最小值CS_FET電阻通過求解以下公式得到：

（公式39）

其中0.39V是峰值電流檢測(cè)門限電壓的最小值。電流檢測(cè)門限還包括斜率補(bǔ)償組件。將0.39V的最小電流檢測(cè)門限乘以0.9，以考慮容差。

RCS_FET然后用以下等式表示：

（公式40）

根據(jù)規(guī)定的設(shè)計(jì)規(guī)范，R 的值CS_FET和 R南卡羅來(lái)納州計(jì)算方法如下：

（公式41）

（公式42）

RCS_FET選擇= 75mO，這是最接近的低值標(biāo)準(zhǔn)電阻。
R南卡羅來(lái)納州= 2.7k？為此應(yīng)用程序選擇。

開關(guān)場(chǎng)效應(yīng)管選擇

外部開關(guān)MOSFET的額定電壓應(yīng)足以承受最大輸出電壓和整流二極管正向壓降之和，如下式所示：

（公式43）

開關(guān) MOSFET 的額定值也應(yīng)能夠處理最大 RMS 電流：

（公式44）

我在哪里數(shù)字版權(quán)管理系統(tǒng)是開關(guān) MOSFET 的漏極 RMS 電流（以安培為單位），包括系數(shù) 1.3 以考慮 30% 的裕量。

對(duì)于此示例應(yīng)用程序，所需的 VDS_FET_ABS_MAX和我數(shù)字版權(quán)管理系統(tǒng)計(jì)算方法如下：

（公式45）

（公式46）

MOSFET 的導(dǎo)通電阻 （R德森） 與額定電流有關(guān)，會(huì)影響升壓轉(zhuǎn)換器的效率，因?yàn)樗鼪Q定了器件的阻性功率損耗。它越高，轉(zhuǎn)換器的整體效率越低。使用以下公式計(jì)算阻性功率損耗：

（公式47）

給定總輸出功率（P外）和估計(jì)的整體LED驅(qū)動(dòng)器效率（？）為90%，PLOSS_TOT值可以按如下方式獲得：

（公式48）

（公式49）

（公式50）

R型DSON_MAX值，限制 PLOSS_RDSON對(duì)整體效率的影響為1%，可以使用以下公式確定：

（公式51）

（公式52）

另一個(gè)考慮因素涉及柵極電荷，因?yàn)?a target="_blank">柵極驅(qū)動(dòng)器必須提供該電荷才能打開和關(guān)閉MOSFET。電荷越小越好，開關(guān)速度也很重要，但相似電流、導(dǎo)通電阻和額定電壓的MOSFET之間沒有顯著變化。

安森美半導(dǎo)體NVTFS5C471NL N溝道MOSFET的特性適用于此應(yīng)用。?

整流二極管選擇

整流二極管可能是導(dǎo)致整體功率損耗的主要原因。選擇具有低正向壓降的肖特基二極管，該二極管的額定值可處理平均LED電流。使用以下公式確定整流二極管所需的額定電流：

（公式53）

其中保證金包括系數(shù) 1.2。

使用先前計(jì)算的 IL 值平均= 3.158A 和 D.MAX= 0.81，整流二極管需要處理0.72A的正向電流，如公式54所示。

（公式54）

還要確保肖特基二極管的反向電壓額定值比 V 高 20%LED_MAX，二極管兩端的最大預(yù)期反向電壓。

肖特基二極管最明顯的局限性是其相對(duì)較低的反向電壓額定值和相對(duì)較高的反向漏電流。對(duì)于金屬硅肖特基二極管，反向電壓通常為50V或更低。反向漏電流隨溫度升高而增加，這會(huì)導(dǎo)致熱不穩(wěn)定問題，這通常會(huì)將有用的反向電壓限制在遠(yuǎn)低于實(shí)際額定值的水平。

根據(jù)計(jì)算結(jié)果選擇安森美半導(dǎo)體NRVBS260T3G肖特基二極管。

誤差放大器補(bǔ)償

圖2顯示了采用連續(xù)電感電流工作的電流模式升壓轉(zhuǎn)換器的通用開環(huán)配置。

圖2.通用電流模式升壓轉(zhuǎn)換器開環(huán)配置。

在MAX20446 LED驅(qū)動(dòng)器中，RLOAD_EQ替換為

.傳遞函數(shù) A（s） 由以下等式給出：

（公式55）

其中人工補(bǔ)償斜坡斜率（S一個(gè)）、電感斜率（SN）， fZ1， fRHPZ和 f小一用以下等式表示：

fRHPZ是右半平面 （RHP） 零點(diǎn)所在的最壞情況頻率。RHP 零點(diǎn)不同于傳統(tǒng)的左半平面 （LHP） 零點(diǎn)。RHP零點(diǎn)不是升壓相位，而是進(jìn)一步滯后相位，從而降低相位裕量并導(dǎo)致環(huán)路不穩(wěn)定。

如果在轉(zhuǎn)換器輸出端使用ESR幾乎為零的陶瓷電容器，則fZ1可以忽略不計(jì)，因?yàn)樗蚋哳l偏移，并且很可能超出轉(zhuǎn)換器的帶寬。

主導(dǎo)極點(diǎn)的 f小一由于升壓的影響，頻率是普通極點(diǎn)頻率的兩倍。 環(huán)路補(bǔ)償由所謂的II型跨導(dǎo)放大器保證，該放大器表征閉環(huán)響應(yīng)（B（s)).圖3顯示了帶有外部補(bǔ)償元件的基本II型跨導(dǎo)放大器電路。

圖3.用于環(huán)路補(bǔ)償?shù)腎I型跨導(dǎo)放大器。

假設(shè) R0>>·比較和 C比較>> C高頻，圖3的B（s）傳遞函數(shù)可以寫成如下：

（公式56）

其中 A虛擬機(jī)是中頻帶電壓增益和gM是誤差放大器的跨導(dǎo)。AVM 表示如下：

f玉蜀黍?qū)俸?f豌豆表示如下：

LED驅(qū)動(dòng)器的閉環(huán)響應(yīng)為A×B。

環(huán)路補(bǔ)償?shù)哪繕?biāo)是確保環(huán)路增益大于0dB（以及足夠的相位裕量）的相移小于180度。誤差放大器由于C的積分效應(yīng)而增加了一個(gè)零頻極點(diǎn)比較，這允許以-20dB/十倍頻程的斜率將環(huán)路增益滾降至0dB（在主極點(diǎn)之后，遠(yuǎn)在RHP零點(diǎn)的影響之前）。

建議閉環(huán)增益交越頻率fC，限制為至少 f 的五分之一RHPZ以獲得高于 45 度的可接受相位裕量。補(bǔ)償零點(diǎn)，f玉蜀黍?qū)伲瑧?yīng)放置至少目標(biāo)交越頻率的五分之一，約為 1/25 FRHPZ.

將總環(huán)路增益固定在f第 1 頁(yè)使總環(huán)路增益在 1/5 f 時(shí)越過 0dB，斜率為 -20dB/十倍頻程RHPZ，R的最佳值比較由以下表達(dá)式給出：

（公式57）

C 的值比較然后可以從 f 的定義中獲得玉蜀黍?qū)?

（公式58）

環(huán)路增益在跨越0dB之前保持在零以上的頻率越高，環(huán)路響應(yīng)越快，因此，負(fù)載階躍期間的輸出電壓降越低。降低 R比較同時(shí)保持 F玉蜀黍?qū)? fC/5，在不顯著改變?cè)鲆娴那闆r下增加相位裕量，并增加輸出電壓在負(fù)載階躍后建立所需的時(shí)間。

如果總輸出電容的ESR很大，則f時(shí)的輸出零點(diǎn)效應(yīng)Z1不可忽略，可以通過放置誤差放大器的主極點(diǎn)頻率f 來(lái)平衡豌豆，在 f 處Z1.因此，可選的 C高頻電容值表示如下：

（公式59）

該 f豌豆極點(diǎn)可能也是必要的，以確保增益在交越頻率之后繼續(xù)滾降。

根據(jù)此設(shè)計(jì)示例先前計(jì)算的值，f 的值RHPZ， f小一/ 1LOAD_EQ/ 1比較和 C比較計(jì)算方法如下：

（公式60）

（公式61）

（公式62）

（公式63）

（公式64）

選擇 R 的標(biāo)準(zhǔn)商業(yè)價(jià)值比較= 4.7k？和 C比較= 18nF 對(duì)于此數(shù)值示例以計(jì)算 F玉蜀黍?qū)偃缦拢?/p>

（公式65）

圖4和圖5顯示了LED驅(qū)動(dòng)器閉環(huán)響應(yīng)的波特圖。0 dB 交叉頻率 （fC） 的 10kHz 和 70 度的相位裕量 （PM）。

圖4.環(huán)路增益。

圖5.循環(huán)階段。

結(jié)論

圖6顯示了完整的升壓LED驅(qū)動(dòng)器原理圖，其中包含從設(shè)計(jì)示例中選擇的元件值。本應(yīng)用筆記中概述的分步設(shè)計(jì)過程可用作調(diào)試和測(cè)試階段的參考。

圖6.MAX20446典型工作電路基于示例計(jì)算（不包括可選的P-MOS和相關(guān)偏置電阻）。

審核編輯：郭婷