作者：Brad Brannon, Steve Dorn, and Vandita Pai Raikar

從一開始，無線電設計人員面臨的最大挑戰之一就是帶寬的限制。早期，我們的無線電祖先認為，由于探測器的限制，幾百kHz以上的頻率是沒有價值的。像Branly，Fessenden，Marconi和許多其他先驅者一直在為此苦苦掙扎，直到阿姆斯特朗和利維完善了外差技術，通過下變頻到探測器可以使用當時技術充分處理的較低頻率來打開更高頻率的頻譜。雖然超外差過程打開了更高的頻率，但帶寬仍然相對有限。

直到最近幾年，處理超過10秒的MHz一直是一個挑戰，并且通常僅限于通常采用大規模并行無線電技術的昂貴解決方案。長期以來，人們一直希望簡化這一點，并采用一種方法來同時處理盡可能多的帶寬。在過去的幾十年里，隨著半導體工藝和單片模數轉換器（ADC）架構的成熟，這種能力已經慢慢發展。從90年代初的適度起步到今天，ADC的直接RF采樣能力已從約20 MHz的奈奎斯特帶寬增加到AD9213等產品的5 GHz以上。

隨著AD9213的推出及其支持的大瞬時帶寬，許多新的選擇不僅適用于儀器級接收器，也適用于直接RF采樣無線電、SIGINT和雷達。

圖1.AD9213 12位、10.25 GSPS RF ADC.

典型的GSPS ADC對整體性能提出了獨特的挑戰，因為它們由多個并行運行的ADC內核構成，以提高凈采樣速率。這些轉換器中的每一個都必須仔細定時和對齊，即便如此，組成轉換器之間的小誤差也會產生許多頻譜偽影。1,2,3此外，ADC必須精確跟蹤模擬輸入信號，并仔細對其進行采樣和數字化處理，以防止正常的線性失真。交錯和原始帶寬這兩個挑戰使得寬帶寬ADC的設計在需要高保真度的情況下非常具有挑戰性，例如在高級無線電和儀器儀表等頻譜應用中。

AD9213能夠應對挑戰，因為通過片內抖動和校準在所有信號條件下均具有出色的線性度，可實現更高頻率的操作和性能。CW 輸入為 4 GHz 時，NSD 約為 –152 dBFS/Hz，SFDR 通常優于 65 dBc，包括二次和三次諧波。這實現了真正的 5G 儀器級接收器性能。

圖2.單音性能。

除了出色的高頻性能外，低次諧波的行為也與線性器件的預期非常接近。也就是說，諧波的行為與簡單多項式預測的一樣，這對于ADC來說是非典型的。4這很重要，因為它可確保在大信號和小信號環境中的高性能。

如圖3的功率掃描數據所示，二次和三次諧波遵循基于其輸入電平的預測響應，一旦達到測量的本底噪聲，在較低的輸入電平下就不會有額外的重復。這很重要，因為它允許在選擇頻率計劃時將這些顯性雜散置于帶外。四階及以上的虛假乘積并不重要。在外差中，必須仔細規劃無線電混頻雜散以避免干擾;直接RF采樣也是如此。

圖3.AD9213二次和三次諧波性能

直接射頻采樣的優勢

RF采樣是其他無線電架構的有趣替代方案。從歷史上看，數據轉換器的功率非常高，以達到適合無線電設計的性能水平。先前的研究表明，對于低成本、低功耗解決方案，像AD9371這樣的零中頻無線電架構總是名列前茅。很明顯，多年來，所有生產手機、藍牙和類似設備都遷移到這種架構，這是有充分理由的。這些是受約束的帶寬系統，但不一定是受約束的性能。對于需要任意窄帶寬的系統，零中頻架構幾乎總是正確的解決方案。然而，在需要任意寬帶寬的應用中，如儀器儀表、雷達和寬帶通信，直接RF采樣一直是目標。在這些應用中，可以理解的是，其他架構提供的一些成本和功率效率被換取更寬的系統帶寬。?

因此，當選擇RF采樣架構時，它被設計為覆蓋盡可能寬的帶寬，以確保整體無線電性能。AD9213等新型RF ADC設計用于提供超過10 GSPS的超快采樣速率和超過8 GHz的采樣帶寬，從而為許多應用提供直接RF采樣。

大多數無線電服務每個頻段的分配頻率低于75 MHz。使用10 GSPS ADC時，頻譜的有效利用率不到奈奎斯特帶寬的2%。在一些研究中，直接RF采樣的功率效率約為零中頻架構的1/2。為了提高無線電應用的整體效率，RF采樣提供了一次采樣多個頻段的可能性。

如圖4所示，為了降低帶寬要求，中頻采樣和零中頻等傳統架構的功耗遠低于直接RF采樣。只有當帶寬接近大約2×零中頻或中頻采樣解決方案功率的最新帶寬時，直接RF采樣才有意義。另一種看法是，與零中頻或中頻采樣解決方案相比，對于帶寬受限的系統，直接RF采樣架構的功耗將是任何其他解決方案的≥2×，成本約為兩倍。

圖4.四個接收路徑的功耗與相對帶寬（按架構劃分）。

在過去的三十年中，噪聲頻譜密度（NSD）每年的改善約為1 dB，這是從商業設備測量的，從學術評分的論文中略好。5在此期間，重點是交流性能，包括帶寬和SNR/諧波。然而，在過去幾年中，轉換器的性能已經達到了足以滿足大多數應用的地步，現在重點已開始從交流性能轉向功耗和硅面積（成本）。

圖5.高速轉換器的歷史NSD。

在圖6中，采樣率繪制在水平軸上，品質因數繪制在垂直軸上。隨著時間的推移，更快的轉換器被開發出來。在給定時間點接近技術前沿的設備在采樣率方面往往處于領先地位，并且歷來功耗更高，品質因數 （FOM） 更低。一旦技術前沿超過給定的采樣率，該速率的新器件就會顯示出改進的品質因數，這意味著更低的功耗、更小的芯片尺寸和更低的成本，從而向架構前沿邁進。根據Murmann的最新數據集，AD9213處于技術前沿，表明未來的同類轉換器將表現出更低的功耗和其他優勢。

圖6.品質因數與采樣率的關系。

這種趨勢創造了一個有趣的轉變。前端的RF功率由物理主導，物理將功率從天線連接器轉移到ADC輸入，因此不像摩爾定律所指示的數字功能那樣具有彈性。因此，隨著轉換器功率在未來幾代中繼續下降，占主導地位的功率貢獻者將成為放大器，其功耗將大致持平，使ADC的貢獻（包括接口）的貢獻要小得多，并且正在下降。

圖7所示為基本的直接RF采樣架構，由一串放大器和適當的濾波組成。正如預期的那樣，沒有頻率轉換級，只有用于提高克服ADC內部噪聲所需的信號電平的放大器，以及用于防止轉換器本身出現意外混疊的寬RF濾波器。

至于過濾，有兩種方法。首先，可以應用盡可能寬的濾波器，注意防止混疊。通常，可以創建一個寬帶濾波器，提供高達80%的奈奎斯特，并且可以覆蓋第一或第二奈奎斯特區，具有良好的性能。在大多數情況下，由于混疊，讓通帶跨越奈奎斯特區域是不合理的，但在某些情況下，這在明確定義的情況下是合適的。

第二種濾波方法是為ADC提供兩個或多個通帶。GSPS ADC的一個關鍵優勢是高采樣速率有助于非常靈活的頻率規劃和模擬信號的放置。對于多頻段無線電，典型的RF SAW濾波器可以配置在單獨的RF放大器上，以分別處理每個頻段，然后匯總到ADC中進行采樣。如果這些頻段中的每一個不混疊到同一頻率上，則它們中的每一個都可能落入單獨的奈奎斯特區。為每個頻段配備單獨的放大器，可以針對每個頻段優化增益，從而最大限度地減少跨頻段脫敏并最大限度地提高性能。但是，如前所述，RF功率可能很大，并且多頻段存在其他選項。

圖7.基本的直接射頻采樣架構。

圖8.示例多頻段無線電。

在某些情況下，可以單獨濾除多個頻段，但通過單個RF放大器鏈進行放大。這樣做的好處是，RF鏈中的功率通過共享單個增益路徑來優化。但是，兩個頻段之間的性能必須以某種方式進行權衡。這意味著，如果一個頻段具有需要調整增益的大信號，則會影響另一個頻段的性能。在許多情況下，考慮到所需的相對動態范圍，這是可以接受的。圖 9 中有一個這樣的實現。雖然該應用側重于手機頻段，但它很容易適應其他應用，包括寬帶儀器，如頻譜分析和采樣示波器。

圖9.簡化的多頻段射頻采樣。

其具體實現如圖 10 所示。對于這種設計，SAW濾波器的輸入和輸出匹配網絡經過精心設計，以確保在一個頻段的諧振處，另一側的網絡顯示為開路。應該注意的是，匹配網絡包括集總元件以及傳輸線。通過這種方式，兩個不同電路路徑之間的相互作用被最小化。

圖 10.雙聲波實現。

通過精心設計，可以從這些網絡獲得相當好的性能。前向傳輸特性如圖11所示。在這里，每個單獨的SAW濾波器的特性得以保留，而不會影響另一個濾波器。在此設計中，頻段 1 和頻段 3 是平行的。可以選擇其他頻段或頻率范圍，該方法仍然有效。

圖 11.雙頻聲表面波網絡的S21。

至于信號電平規劃，應牢記幾個問題。使用ADC進行設計時，首先要遵循的規則之一是在ADC前面施加足夠的增益，使前端噪聲淹沒ADC的噪聲。雖然ADC不斷改進，但ADC的噪聲本質上不是高斯噪聲，并且可能會在包含它們的任何系統的性能中引起許多問題。4圖12顯示了折合到ADC輸入端的前端噪聲差、ADC噪聲以及由此產生的對整體噪聲的影響之間的關系。一般準則是將前端噪聲保持在ADC以上10 dB以上。如果遵循，這將確保ADC對總噪聲的貢獻僅小于0.4 dB。這可確保系統性能符合預期。

圖 12.噪聲貢獻與噪聲差異。

根據AD9213數據手冊，典型NSD約為–152 dBFS/Hz。標稱滿量程為 7 dBm 時，這表示 –145 dBm/Hz。前端熱噪聲應以 –135 dBm/Hz 為目標，表示增益加 NF 至少為 39 dB。如圖10所示，該電路提供43 dB的增益和3 dB的噪聲系數，將前端總噪聲增加到–128 dBm/Hz。在沒有輸入條件下，兩者之間的差值約為19 dB，以獲得最大增益。隨著輸入信號的增加，由于所用時鐘源的抖動，ADC本底噪聲會增加幾dB。

放大并聯SAW濾波器覆蓋的兩個頻段可以提供更多細節。圖14顯示了左側背景噪聲和右側近滿量程CW信號注入的并排比較。查看寬帶本底噪聲而不是兩個通帶，您可以看到當注入大CW信號時，本底噪聲略微向右上升。這是由于時鐘上的抖動與模擬輸入有關。6現在比較兩個通帶的本底噪聲，在兩個通帶內的本底噪聲中沒有檢測到增加。這是因為當施加大信號時，來自前端的熱噪聲會淹沒ADC本底噪聲的增加。如果仔細觀察原始數據，可以看到通帶的本底噪聲增加了約0.3 dB，這相當于圖12中的噪聲差異為11 dB。

圖 13.對完成的無線電進行空中測量。

圖13提供了對已完成無線電進行空中測量的示例。因為這是一個非常寬帶的無線電，帶寬超過2 GHz，濾波最少，所以許多信號都是可見的。頻譜的左半部分顯示高達約900 MHz的頻率，包括高功率FM和電視廣播。在此之上，在覆蓋2.1 GHz（UMTS頻段1）和1.8 GHz（UMTS頻段3）的兩個SAW濾波器的通帶之前可以看到最小頻率。波段3由陰影識別，但兩個波段都顯示出本底噪聲的升高，正如通過濾波器的過量前端噪聲所預期的那樣。由于這些測量是在美國進行的，因此在頻段 3 中檢測到的很少，但頻段 1 捕獲了頻段 2 的部分下行鏈路。在此之上，抗混疊濾波器去除任何剩余信號，本底噪聲安靜。

圖 14.之前和之后。

圖 15.美國樂隊 5.

結論

雖然各種類型的外差無線電繼續主導設計，但寬帶ADC技術已經成熟到可以用于曾經由頻率轉換設計主導的廣泛應用RF采樣的程度。如本文所示，直接采樣寬帶系統存在新的選項。AD9213等產品引入了遠高于2 GHz的高保真數字化的可能性，使其成為需要大瞬時帶寬的應用的理想選擇，包括示波器、分析儀和寬帶/多頻段無線電。雖然有人說這在GHz RF頻率上是不可能的，但AD9213已經突破了這些障礙，未來幾代產品顯示出持續改進的前景。轉換器產品不斷發展和成熟，不斷突破性能和效率的界限，使其成為GHz寬帶系統的理想候選者。

審核編輯：郭婷