作者：Tom Bosia, Russell Martin, Marc Goldfarb, Dragoslav Culum, Ben Walker, and EdBalboni

無(wú)線基站曾經(jīng)被包含在大型氣候控制空間中，但現(xiàn)在，它們可以安裝在任何地方。隨著無(wú)線網(wǎng)絡(luò)服務(wù)提供商試圖實(shí)現(xiàn)覆蓋無(wú)處不在，基站組件供應(yīng)商面臨著以更小的封裝提供更多功能的壓力。

ADI公司的一對(duì)集成電路（IC）通過(guò)重新定義接收器前端混頻器的含義來(lái)提供解決方案。從本質(zhì)上講，IC將許多一旦添加到接收器混頻器的元件（如本振（LO）和中頻（IF）放大器）集成到混頻器IC本身中。它們能夠大幅縮小蜂窩基站，同時(shí)還提供軟件定義無(wú)線電 （SDR） 靈活性來(lái)處理許多不同的無(wú)線標(biāo)準(zhǔn)。

所討論的IC是ADRF6612和ADRF6614型號(hào)，均設(shè)計(jì)用于700 MHz至3000 MHz的RF范圍、200 MHz至2700 MHz的LO范圍以及40 MHz至500 MHz的IF范圍。它們采用低側(cè)或高側(cè) LO 注入，包括一個(gè)板載鎖相環(huán) （PLL） 和多個(gè)低噪聲壓控振蕩器 （VCO），全部封裝在 7 mm × 7 mm 48 引腳 LFCSP 外殼中。這種集成度和組件密度通過(guò)多樣性和可編程性得到增強(qiáng)，以支持現(xiàn)代微蜂窩所需的小體積中的多種不同無(wú)線標(biāo)準(zhǔn)。

為了了解這些高度集成的混頻器IC節(jié)省的空間，記住2010年左右蜂窩基站接收器的前端可能會(huì)有所幫助，如圖1所示。雙混頻器架構(gòu)覆蓋了大約 1 GHz 的帶寬，需要多個(gè)組件來(lái)處理當(dāng)時(shí) 800 MHz 至 1900 MHz 的蜂窩頻率范圍。 頻率合成由單獨(dú)的PLL和窄帶VCO模塊提供，該模塊需要獨(dú)特的PLL環(huán)路濾波器才能獲得最佳性能。每個(gè)感興趣的頻段都使用了專用的VCO模塊，增加了基站內(nèi)所需的電路板面積。

圖1.框圖表示2010年左右的典型蜂窩無(wú)線基站。

此外，這些分立元件通過(guò)低阻抗傳輸線互連，這會(huì)導(dǎo)致一些信號(hào)損失。因此，需要大電流將VCO輸出驅(qū)動(dòng)到足夠的水平，以使混頻器在信號(hào)阻塞條件下產(chǎn)生低相位噪聲和噪聲系數(shù)。

集成VCO的接收器IC并不新鮮。但是，實(shí)現(xiàn)多運(yùn)營(yíng)商、全球移動(dòng)通信系統(tǒng)（MC-GSM）無(wú)線網(wǎng)絡(luò)所需的寬帶寬和低相位噪聲水平一直是一個(gè)挑戰(zhàn)。GSM的通道復(fù)用方案要求接收LO具有極低的相位噪聲，特別是在800 kHz的備用通道偏移頻率下，如圖2所示。如果這些交替通道上的相位噪聲過(guò)大與相同800 kHz偏移的無(wú)用信號(hào)混合，則可能導(dǎo)致相位噪聲轉(zhuǎn)換為IF輸出，從而降低系統(tǒng)靈敏度。

圖2.信道復(fù)用方案要求在GSM無(wú)線系統(tǒng)中使用具有低相位噪聲的寬帶寬VCO，以避免由于阻塞而導(dǎo)致性能下降。

低VCO相位噪聲通常通過(guò)高質(zhì)量因數(shù)（高Q）諧振電路和窄帶設(shè)計(jì)來(lái)實(shí)現(xiàn)。分頻還可以降低噪聲。通過(guò)在接收器LO頻率的整數(shù)倍下工作VCO，隨后的分頻可將相位噪聲降低6 dB/倍頻程，如圖3所示。1800 MHz至1900 MHz頻段GSM的相位噪聲要求極其困難，大約是800 MHz至900 MHz頻段的兩倍。

圖3.這種VCO電路配置可以實(shí)現(xiàn)倍頻程帶寬。

除了低相位噪聲外，現(xiàn)代基站接收器設(shè)計(jì)還必須支持目前無(wú)線通信網(wǎng)絡(luò)中使用的許多調(diào)制方案。除GSM外，其他調(diào)制方案還包括寬帶碼分多址（WCDMA）和長(zhǎng)期演進(jìn)（LTE）系統(tǒng)。接收器設(shè)計(jì)通常由許多不同的VCO組成，這些VCO具有中等相位噪聲性能水平，以便將它們組合在一起以覆蓋基站內(nèi)的倍頻程帶寬。

一旦將多個(gè)VCO配置為為最高工作頻率產(chǎn)生倍頻程帶寬，就可以通過(guò)二進(jìn)制分頻實(shí)現(xiàn)較低的LO頻率。這種方法用于ADRF6612接收器混頻器，其中VCO基頻范圍為2.7 GHz至5.6 GHz，兩級(jí)分頻通過(guò)從1分頻到32來(lái)實(shí)現(xiàn)200 GHz至2700 MHz的LO頻率。對(duì)于同時(shí)包含MC-GSM的應(yīng)用，ADRF6614接收器混頻器包括兩個(gè)額外的高性能VCO內(nèi)核，可提供1800 MHz至1900 MHz GSM頻段所需的LO頻率。

由于現(xiàn)代無(wú)線微蜂窩可能不具備氣候控制環(huán)境的優(yōu)勢(shì)，因此這些接收器IC等組件必須在寬極端溫度下提供一致、可靠的性能。為了在寬工作溫度范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)指定性能，ADRF6612和ADRF6614 IC中的PLL和VCO采用多種校準(zhǔn)技術(shù)。

對(duì)于低噪聲的寬帶寬，每個(gè)VCO內(nèi)核都采用一個(gè)8位電容數(shù)模轉(zhuǎn)換器（CDAC），該轉(zhuǎn)換器可自動(dòng)為給定LO頻率選擇正確的頻段（128個(gè)中的1個(gè)）。VCO儲(chǔ)罐振幅的任何變化都由系統(tǒng)仔細(xì)監(jiān)控，并使用自動(dòng)電平控制（ALC）系統(tǒng)調(diào)整振幅以獲得最佳輸出振幅。每當(dāng)重新編程工作頻率時(shí)，每個(gè)IC都會(huì)執(zhí)行校準(zhǔn)序列。這可確保所選頻段將VCO調(diào)諧變?nèi)?a target="_blank">二極管的調(diào)諧電壓集中在最佳范圍內(nèi)，以保持頻率合成器在所需的工作溫度范圍內(nèi)鎖定。

每個(gè)ADRF6612和ADRF6614 IC中的四個(gè)VCO內(nèi)核經(jīng)過(guò)定位，以確保其工作范圍為不斷變化的環(huán)境條件和器件制造容差提供合適的重疊。由于環(huán)境和過(guò)程的變化，內(nèi)核通常會(huì)沿同一方向移動(dòng)頻率，因此頻率合成器內(nèi)置了足夠的重疊，以始終實(shí)現(xiàn)鎖定條件。

一旦確定了校準(zhǔn)解決方案，頻率應(yīng)無(wú)限期地保持，調(diào)諧電壓范圍支持所需的保持范圍。在時(shí)分雙工（TDD）系統(tǒng)中，基站可能會(huì)在時(shí)隙間改變頻率，該工作時(shí)間可以以微秒為單位進(jìn)行測(cè)量。在頻分雙工 （FDD） 系統(tǒng)中，可能需要在單個(gè)頻率上保持鎖定多年。

在ADRF6612和ADRF6614 IC系統(tǒng)工作期間的任何時(shí)候都不允許停機(jī)。因此，在145°C的溫度范圍內(nèi)，VCO的變?nèi)荻O管調(diào)諧電壓范圍和頻率調(diào)諧靈敏度（kV）涵蓋了溫度和元件老化效應(yīng)的變化。每個(gè)IC持續(xù)監(jiān)控器件溫度，并根據(jù)需要調(diào)整VCO偏置。

ADRF6612和ADRF6614 IC采用獨(dú)特的方法，可最大限度降低雜散信號(hào)產(chǎn)物對(duì)接收器靈敏度的影響。將頻率合成器的整數(shù)模式與緊密環(huán)路濾波器結(jié)合使用，可產(chǎn)生小于?100 dBc的低基準(zhǔn)雜散產(chǎn)物。最小雜散信號(hào)對(duì)于調(diào)制方案（如MC-GSM）至關(guān)重要。對(duì)于LTE和其他調(diào)制方案，或需要精細(xì)頻率階躍的地方，頻率合成器可以在小數(shù)N分頻模式下工作。參考路徑包含一個(gè) 13 位分頻器，整數(shù)和小數(shù)路徑均包含 16 位分頻器，以提高靈活性。

對(duì)于需要共置、相位跟蹤接收通道的應(yīng)用，例如在多輸入多輸出（MIMO）系統(tǒng)中，多個(gè)ADRF6612和ADRF6614 IC可以菊花鏈方式級(jí)聯(lián)，以允許一個(gè)單元充當(dāng)主頻率合成器，分別通過(guò)其外部LO輸出和輸入端口為額外的從接收器供電。通過(guò)這種方式，可以將額外的LO分配放大器及其相關(guān)的相位噪聲增加降至最低。

為了同時(shí)支持高側(cè)和低側(cè)LO注入，每個(gè)IC的LO鏈提供靈活的信號(hào)處理，如圖4所示。使用1至32的整數(shù)分頻比，即使對(duì)于具有高中頻的700 MHz頻段，也可以進(jìn)行低側(cè)注入。LO級(jí)還在200 MHz至2700 MHz的整個(gè)LO范圍內(nèi)為無(wú)源混頻器內(nèi)核提供方波驅(qū)動(dòng)。1

圖4.該LO信號(hào)鏈用于支持無(wú)線基站接收器。

現(xiàn)代無(wú)線基站帶內(nèi)信號(hào)的頻率接近低電平輸入信號(hào)，因此蜂窩接收器可以充當(dāng)阻塞信號(hào)。在這種情況下，來(lái)自阻塞信號(hào)附近的LO放大器的相位噪聲直接混入目標(biāo)信號(hào)頂部的IF輸出頻段。這會(huì)增加本底噪聲并降低接收器的信噪比（SNR），有時(shí)甚至?xí)@著降低。

由于阻塞信號(hào)可能很大（高功率），因此VCO相位噪聲必須極低，并且LO鏈不會(huì)降低阻塞信號(hào)失調(diào)處的本底噪聲。在這些非常高的阻塞電平下，接收器噪聲系數(shù)最終將由阻塞信號(hào)主導(dǎo)，并根據(jù)阻塞信號(hào)的功率電平而降低。

在接收鏈的分立實(shí)現(xiàn)中，可以在LO路徑中引入一些濾波，以最小化來(lái)自VCO和LO分配放大器的阻塞失調(diào)處的相位噪聲。但是，在集成前端中，必須注意避免LO鏈中的附加相位噪聲。

ADRF6612和ADRF6614 IC采用高增益LO鏈和硬限幅放大器，將LO鏈驅(qū)動(dòng)至限幅。當(dāng)每級(jí)進(jìn)入硬限制時(shí)，LO鏈的小信號(hào)增益（否則會(huì)增加相位噪聲）會(huì)大大降低，從而最大限度地減少阻塞條件下的噪聲系數(shù)下降。

來(lái)自阻塞信號(hào)的噪聲折疊會(huì)降低接收器的輸出噪聲頻譜，從而降低接收器的噪聲系數(shù)，從而提高輸出本底噪聲系數(shù)。ADRF6612和ADRF6614接收器IC設(shè)計(jì)用于承受較大的阻塞信號(hào)，同時(shí)接收器噪聲系數(shù)的下降降至最低，如圖5所示。即使輸入阻塞電平為10 dBm，接收器的噪聲系數(shù)在與載波偏移10 MHz時(shí)也僅降低3.2 dB，即使轉(zhuǎn)換增益在該極端阻塞電平下壓縮了1 dB。

圖5.該圖比較了ADRF6614接收器IC的輸出噪聲頻譜與低電平和高電平阻塞信號(hào)（分別為左電平和右電平）。

這些接收器IC的高集成度為現(xiàn)代無(wú)線基站設(shè)計(jì)人員帶來(lái)了顯著的性能改進(jìn)和直流功耗節(jié)省，如圖6所示。IC采用一種技術(shù)，可同時(shí)優(yōu)化片內(nèi)混頻器周圍的RF和IF級(jí)。2

圖6.信號(hào)鏈顯示了典型無(wú)線基站接收器中采用的組件。

該技術(shù)首次在ADRF6612中實(shí)現(xiàn)，在整個(gè)溫度范圍內(nèi)提供超過(guò)25 dBm的最小IIP3，在整個(gè)頻率范圍內(nèi)具有低功耗，在整個(gè)溫度范圍內(nèi)提供29 dBm（高達(dá)2 GHz）。該技術(shù)還提供最佳的接收路徑噪聲系數(shù)性能和高轉(zhuǎn)換增益，如圖7所示。3,4

圖7.圖中顯示了ADRF6612接收器IC的實(shí)測(cè)增益、噪聲系數(shù)和輸入三階交調(diào)截點(diǎn)（IIP3）。

審核編輯：郭婷