許多電子設備必須在各種輸入電源之間無縫轉換，例如電池、汽車電源軌、墻上適配器和 USB 端口。傳統上，電源設計人員依靠肖特基二極管或優先 PowerPath（IC 控制的 MOSFET 開關）來組合輸入源。由于這兩種方法都需要在開關電源前面安裝額外的元件，因此解決方案尺寸和設計復雜性增加，同時整體電源效率降低。憑借其可直接采用兩個不同的輸入電源運作的能力，LTC3126 消除了這些缺點，并實現了更小、效率更高的多電源電源。

LTC3126 直接由兩個獨立的電源工作，通過最大限度減少組件數量和解決方案尺寸（如圖 1 所示），大大簡化了此類系統的設計，同時保持了較高的整體系統效率。其寬廣的輸入電壓范圍、僅 2μA 的低總電源靜態電流以及低于嚴格的 CISPR 25 5 類汽車限制的輻射輻射增強了易用性，如圖 2 所示。

圖1.LTC3126 提供了一個采用 3.4cm 尺寸的完整雙輸入電源解決方案2.

圖2.LTC3126 在標準演示 PCB 上運作，通過了以紅色顯示的 CISPR 25 5 類輻射發射限值。

理想二極管或模式

LTC3126 支持兩個引腳可選的電源路徑?控制模式：理想二極管OR模式（此處描述）和優先通道模式（如下所述）。在理想二極管 OR 模式下（如圖 3 所示），LTC3126 仿真一個理想的二極管 OR 電路，其中降壓型轉換器自動采用兩個輸入電源的較高電壓工作。這種工作模式在兩個電源具有非重疊電壓范圍的應用中非常有用，例如，電壓范圍為 3V 至 4.2V 的可充電鋰電池和標稱輸出為 12V 的墻上適配器。

圖3.在理想二極管模式下，LTC3126 仿真一個分立二極管 OR 電路，同時免除了肖特基的功率損耗、壓降和反向漏電流。

LTC3126 包含兩個內部低電阻、高邊開關，采用圖 4 所示的拓撲結構排列，因而允許降壓型轉換器直接采用任一輸入電源工作，而無需額外的電源路徑組件。與傳統的肖特基二極管方法相比，這有幾個優點，在肖特基二極管方法中，分立器件用于完成此任務：

典型的 40V、2A 肖特基二極管在全電流下正向壓降至少為 500mV。這種壓降增加了所需的工作裕量，使得無法從接近穩壓軌電壓的輸入電壓源運行，從而減少了電池放電曲線的可用部分。對于一個 3.3V 輸出，圖 5 示出了使用 LTC3126 而不是肖特基-OR后接降壓轉換器所消除的典型額外裕量電壓。

肖特基正向壓降也會導致顯著的效率損失。在滿負載時，這可能導致1 W的額外功率損耗，這意味著整體功率轉換效率降低4%至5%，如圖6所示。LTC3126 消除了這種功率損耗。

分立式肖特基方法存在高漏電流進入未使用的輸入端。一個典型的 40V、2.5A 肖特基器件在 25°C 時可能具有 500μA 的漏電流，在 100°C 時增加到數十毫安 — 進入未使用輸入的大量電流 — 使用 LTC3126 幾乎消除了這種情況。

圖4.LTC3126 的電源開關拓撲提供了最佳的效率和最小的解決方案尺寸，因為降壓型轉換器能夠直接采用任一輸入 V 工作合1或 VHNS，無需額外的電源路徑組件。

圖5.LTC3126 的無損 PowerPath 設計允許在操作時降低輸入電壓，同時保持一個 3.3V 輸出的穩壓。

圖6.LTC3126 的無損 PowerPath 設計可顯著提高效率。

優先通道模式

在許多雙電源應用中，兩個輸入可能在功能電壓范圍內重疊，需要盡可能優先使用一個輸入，因此不希望采用二極管OR解決方案（以更高的電壓為準）。例如，由12V密封鉛酸電池和汽車電源軌供電的設備通常設計為在汽車輸入存在時由汽車輸入工作，以延長電池壽命。

這需要比肖特基二極管更復雜的電源路徑解決方案，需要使用專用的PowerPath控制器IC和MOSFET開關。圖 7 顯示，LTC3126 及其引腳可選的優先通道模式將此功能與開關轉換器集成在一起，從而免除了在電源路徑中增設串聯 MOSFET 開關 （和控制器） 的需要。這項創新簡化了設計，降低了電路板面積要求，提高了效率，并最大限度地降低了功率級的總靜態電流。

圖7.在優先通道模式中，LTC3126 優先采用 V 操作合1只要有效，輸入，并從 V 恢復為操作合2僅當電壓對V時合1無效。LTC3126 將 PowerPath 選擇電路與降壓型轉換器 IC 相結合，可實現更高的效率和更低的靜態電流，以及更小、更簡單的設計。

在優先通道模式下，LTC3126 的每個輸入都具有一個用戶可配置的最小電壓門限，超過該門限，通道被視為有效。內部降壓轉換器直接從優先通道 V 工作合1，無論次級輸入端存在何種電壓，只要它有效。

降壓轉換器僅從次級通道 V 恢復工作狀態合2，當優先級通道無效時。

輸入之間的單開關周期轉換

使用外部 MOSFET 的 PowerPath 控制器通常需要大量時間在通道之間切換，以避免快速開關事件引起的瞬變。當通道關閉時，控制器必須足夠慢地關閉，以避免快速中斷輸入電流。同樣，當某個通道被激活時，PowerPath控制器必須軟啟動該通道的外部MOSFET。

為避免在拔出輸入時負載電源中斷，必須存在一個大的保持或儲能電容器，以提供足夠的電荷來支持負載，直到電源路徑完全轉換到備用輸入。所需的大阻值電容器以及必須額定在任一輸入的最大電壓這一事實通常導致它成為系統中最大的組件。

相比之下，LTC3126 中開關的專有配置允許其在單個開關周期內從一個輸入轉換到另一個輸入。圖 8 示出了 LTC3126 從 13.8V 輸入轉換 V 時產生的單周期切換期間的開關引腳、輸出電壓和電感電流波形合1至 V 上的 24V 輸入合2.這種近乎瞬時的切換最大限度地減少了被拔出的通道上所需的保持電容量，并減少了輸出電壓的任何干擾。在這種情況下，通道轉換期間的輸出電壓擾動低于40mV，約為3.3V輸出的1%。

圖8.LTC3126 在輸入通道之間的單周期轉換降低了保持電容要求并最大限度地減小了輸出電壓擾動。

2μA 總靜態電流

可編程PowerPath控制器使用電阻分壓器為每個輸入通道設置有效閾值電壓，如圖10所示。分壓器輸出通過比較器與內部基準電壓進行比較。

由于擔心PCB泄漏，大多數應用中的最高可用電阻值約為1M，因此即使器件處于關斷狀態，也會從輸入軌通過電阻分壓器消耗明顯的電流。對于 24V 輸入，每個輸入通道的電流很容易達到 19μA。

此外，在許多高可靠性應用中，例如汽車環境，最大允許電阻值限制為100k。這可能導致僅電阻分壓器每個輸入通道消耗超過100μA的電流。

為了最大限度地減小閾值設置電阻分壓器中的輸入電流損耗，LTC3126 采用圖 9 所示的新穎架構為每個通道建立最小輸入電壓門限。五世裁判輸出在內部調節至一個精確的、溫度穩定的1.00V，并用作外部電阻分壓器的基準，用于設置每個輸入通道的欠壓鎖定閾值。

圖9.LTC3126 采用一種新穎的方法來建立 UVLO 門限，該門限通過免除連接至輸入電壓源的電阻分壓器的需要而最大限度地減小靜態電流。

圖 10.用于定義 PowerPath 器件的 UVLO 閾值的傳統方法利用了 V 中的大量靜態電流在-連接的電阻分壓器。

每個 UVLO 閾值等于相應 V 處電壓的 20 倍設置針。例如，對 V 進行編程座1引腳至 0.5V 導致 UV LO 門限為 10V（對于 V合1渠道。由于每個分壓器兩端的電壓僅為1V，而不是全輸入電壓，因此靜態電流降低了一個數量級以上。當采用一個 24V 輸入工作時，該特性與低靜態電流突發模式操作相結合，可將 LTC3126 的總靜態電流減小至 ~2μA，同時在輸出軌上保持調節。即使使用低于100k的電阻值，典型靜態電流仍低于10μA。?

	LTC3126	LTC3118
模式	麚	降壓-升壓
可編程輸入 UVLO 閾值
理想二極管或優先級 V在 選擇模式
輸入范圍	2.4V 至 42V	2.2V 至 18V
輸出范圍	0.818V 至 V在	2V 至 18V
輸出電流能力	2.5安培	5V/2A 用于 V在> 6V
工作頻率	200kHz 至 2.2MHz	1.2兆赫
靜態電流	突發模式操作時為 2μA，停機模式時為 1μA	突發模式操作時為 50μA，停機模式中為 2μA
包	28 引腳 4 毫米 × 5 毫米 QFN 和 28 引腳 TSSOP	4 毫米× 5 毫米 24 引腳 QFN 或 28 引腳 TSSOP

五世裁判輸出還可用作系統中其他比較器或數據轉換器的溫度穩定基準，從而進一步降低IC要求。

輻射發射低于 CISPR 25 5 類限制

CISPR 25提供了一種測試汽車電子設備的標準化方法，以確保電氣子系統不會干擾常見的RF接收器，包括衛星導航，藍牙，蜂窩電話和廣播接收器。由于車輛中電氣子系統的數量不斷增加，射頻接收器的數量不斷增加，因此此類系統的制造商越來越關注由于意外發射而對車輛的干擾。

開關電源轉換器可能特別關注輻射發射，因為它們具有高功率、快速開關邊沿以及存在許多承載開關大振幅電流的組件，這些都可能成為麻煩輻射源。LTC3126 采用專有技術在不降低效率或降低工作頻率的情況下最大限度地減小輻射發射。

憑借其低噪聲固定頻率操作，LTC3126 的輻射發射遠低于 CISPR 25 5 類限值，如圖 2 所示。此處所示的 CISPR 25 5 類一致性測試是在國家認可的獨立 EMI 測試實驗室進行的，該實驗室使用標準 LTC3126 演示印刷電路板進行測量，該電路板工作在 0.5A 和 1A 負載下，采用 12V 輸入。圖2所示的兩條輻射發射曲線用于接收天線的水平和垂直極化，符合CISPR 25規范的要求。盡管CISPR 25規范規定了150kHz至1Ghz頻率范圍內的輻射發射，但圖2中的數據繪制在30MHz至1GHz范圍內的線性軸上。這通常是最感興趣的范圍，因為低于30MHz的較低頻率發射比該頻段的CISPR限值低30dBμV/m以上。

“最后一口氣”備用電源

在許多系統中，“最后喘息”的備用電源功能正在成為一項要求，在這些系統中，功能必須在斷電后短暫保持，以便執行受控關斷，將重要信息存儲到非易失性存儲器或提醒其他系統即將關斷。固態磁盤驅動器，也許是最引人注目的例子，利用備用電源在電源故障時將SDRAM中的緩存數據存儲到非易失性閃存中，以防止數據丟失。然而，這種最后喘息的功能現在正擴展到從工業控制器到醫療設備的各種系統。

越來越多的這些最后喘息電源依靠超級電容器作為備用電源，因為它們幾乎無限的循環壽命和免維護運行。圖 11 示出了在主電源被移除時使用 LTC3126 將無毛刺轉換到備用電源的最后喘息電源電路。基于 PNP 的 LDO 用于將超級電容器充電至 5V，并提供反向阻斷，以確保在主電源崩潰時超級電容器沒有放電路徑。在本例中，LTC3126 配置為利用低至 10V 的 UVLO 門限的初級 12V 輸入，此時該器件自動轉換至次級輸入上的超級電容器電源。

圖 11.LTC3126 與一個反向阻斷 LDO 結合使用，以提供一個完整的最后喘息超級電容器后備電源。

輸出軌的保持時間取決于超級電容器的充電電壓V帽，輸出軌電壓，V外、負載電流、I負荷、超級電容器的大小C和轉換器的平均效率η。變量 V最低是維持所需輸出軌電壓所需的最小輸入電壓。如果輸出必須保持穩壓，則 V最低等于輸出軌電壓加上降壓轉換器在所需負載電流下的壓差。

對于3.3V電源軌上的1A輸出負載，壓差約為300mV。因此，需要3.6V的最小輸入電壓來維持輸出軌的調節。假設平均效率為90%，估計保持時間為1.6s，這與圖12所示測得的保持時間為1.5s非常吻合。

圖 12.LTC3126 與一個 1F、5.5V 超級電容器配合使用，可在電源故障時提供一個 1.5 秒的保持時間，以對抗一個 1A 負載的 3.3V 輸出軌。此時，當器件進入壓差操作時，輸出會正常下降。

高效同步操作

LTC3126 集成了一個內部同步整流器，從而降低了功耗、提高了效率并最大限度地減小了解決方案尺寸。當在較低輸出電壓下工作時，同步整流特別有益，其中外部肖特基二極管的壓降占輸出電壓的很大一部分。引腳可選的突發模式操作優化了輕負載下的效率，如圖13所示。該轉換器在 1mA 至 2.5A 的整個負載電流范圍內保持超過 87% 的效率。

圖 13.在突發模式操作中，在 1mA 至 2.5A 的寬負載電流范圍內，效率超過 87%。

高效率簡化了熱管理，最大限度地減少了元件數量并緩解了設計問題。圖 14 顯示，即使在滿負載條件下具有非常高的降壓比，LTC3126 芯片溫度也僅升高 36°C。

圖 14.使用 V 操作在= 12V， V外在2MHz開關頻率下= 3.3V，在2.5A的全額定負載電流下，芯片溫升僅比環境溫度高36°C。

開關頻率可設置為高達 2.2MHz，以消除噪聲敏感型汽車應用的 AM 頻段內的干擾，并且開關可同步至外部提供的時鐘以進一步降低噪聲。當輸入電壓減小到編程輸出電壓時，LTC3126 通過保持高端接通多個周期來維持穩壓。這產生了超過99%的有效高端開關占空比，對于1A負載，壓差降至280mV，從而擴展了可用輸入電壓范圍，以最大限度地利用電池放電范圍。

總結

LTC?3126 是一款雙輸入、單 IC 解決方案，用于高效率、緊湊的電源。由于無損 PowerPath 功能集成在降壓型轉換器中，因此 LTC3126 實現了無與倫比的效率、應用尺寸和低靜態電流。其 2.4V 至 42V 的寬輸入電壓范圍支持多種電源，包括汽車、大多數電池化學成分、多節電池組、USB 和穩壓不良的墻上適配器。

LTC3126 在停機模式操作期間具有 1μA 的低電流，在突發模式操作中具有 2μA 電流，這使得 LTC3126 非常適合于電池供電型應用，在這些應用中，低電流消耗使其能夠保持連續使能狀態，從而避免了一個監控電路用于上電 / 關斷電源的開銷。LTC3126 非常適合高性能移動設備、不間斷電源和由雙輸入電源供電的工業測試設備。

審核編輯：郭婷