作者:Hassan Kelley and Gabino Alonso
峰值檢波器在其輸入端捕獲電壓信號的極端值。正峰值檢測器捕獲輸入信號的最正點,負峰值檢測器捕獲輸入信號的最負點。理想情況下,峰值檢波器電路的輸出跟蹤或跟隨輸入電壓,直到達到極值,但隨著輸入的減小而保持該值。理想的峰值檢波器執行此功能,而與輸入信號的速度無關。物理峰值檢波器的性能受輸入信號帶寬的限制。本文將回顧經典有源峰值檢波器電路的工作原理,重點介紹限制帶寬的參數和元件;提出改進意見以消除這些限制,并提供比較新電路性能的仿真結果。
經典峰值檢測器
圖1和圖2描述了兩個峰值檢測器實現方案。圖1中的電路是經典峰值檢測器的電路。圖2中的電路解決了經典峰值檢波器的局限性。本討論將回顧經典峰值檢波器的工作原理,重點介紹電路的局限性,解釋改進后的電路如何解決這些限制,并探索進一步改進電路的方法,如圖3所示。
圖1.經典峰值檢測器
圖1中的電路捕獲輸入電壓(IN)的峰值。當IN為正時,D1反向偏置,D2正向偏置,反饋電阻R2中沒有電流流過。因此,輸出電壓(OUT)跟蹤輸入電壓(IN),因為外部反饋環路將U1的輸入驅動到虛擬短路(V+ = V–)。輸出電壓跟蹤電容C1上的電壓,因為U2配置為電壓跟隨器。C1通過D2的U1輸出電流充電至該電壓。R1可防止U1超過其短路輸出電流,并將U1與C1的電容隔離,從而防止振鈴甚至振蕩。只要輸入電壓為正且增加,這種狀態就會保持。
圖1中的電路在輸入電壓降低時改變狀態。當輸入電壓降低時,D2反向偏置,因為U1(D2的陽極)的輸出降至D2的陰極電壓以下,該陰極電壓等于存儲在C1上的先前峰值電壓。在這種狀態下,外部反饋環路斷開,U1的輸出試圖捕捉到負電源軌電壓。D1在此狀態下正向偏置,并向U1提供本地反饋,U1將D2的陽極箝位在低于輸入電壓的一個二極管壓降處。保持狀態一直保持,直到輸入電壓超過等于輸出電壓的電容電壓。D1箝位縮短了從保持狀態到跟蹤狀態的轉換時間。
速度是圖1中經典峰值檢波器電路的主要限制。輸出電壓的變化速度不能快于C1充電的速度。C1的充電速度受U1的短路輸出電流、D2的正向壓降、D2的換向速度以及R1和C1形成的時間常數引起的指數上升的限制。
改進的峰值檢測器
圖2中電路的速度和誤差優于圖1中的電路。這些改進是解決經典峰值檢測器的一些局限性的結果。請注意,整流二極管已更改為肖特基勢壘類型。這種變化降低了正向壓降,從而增加了通過C1的初始充電電流。此外,肖特基二極管更快的恢復時間加快了從跟蹤狀態到保持狀態的轉換。此外,肖特基二極管較低的反向恢復電荷降低了C1上的基座誤差。
雖然肖特基二極管上的壓降較低,但它直接轉化為輸出,因為沒有外部反饋環路來補償它,如圖1的經典電路那樣。該電路通過與U1本地反饋環路中的匹配肖特基二極管進行平衡來補償該二極管壓降。如果匹配的二極管具有類似的偏置,則兩個二極管壓降將基本抵消。R2在D1中設置偏置電流,這將允許D1的壓降抵消D2的壓降并最小化該誤差。
R5和R6形成一個阻性分壓器,可降低輸入電壓電平。D3 將輸入電壓箝位在低于 0V 的二極管壓降,從而省去了負電源軌的 U1 和 U2。
圖2.改進的峰值檢測器
LTC?6244 是一款雙通道高速、單位增益穩定的 CMOS 運放,具有一個 50MHz 增益帶寬、40V/μs 轉換速率、1pA 輸入偏置電流、低輸入電容和軌至軌輸出擺幅。0.1Hz至10Hz噪聲僅為1.5μVP-P1kHz噪聲保證小于12nV/√Hz。這種出色的交流和噪聲性能與寬電源范圍操作、僅 100μV 的最大失調電壓和僅 2.5μV/°C 的漂移相結合,使其適合在此應用中使用。
電流提升改進峰值檢測器
圖3中的電路利用了圖2改進的峰值檢波器的方法,并增加了電流提升以增加C1充電電流。電流升壓峰值檢波器用匹配的NPN雙極結型晶體管(BJT)取代匹配的二極管。該電路的工作原理與圖2中的電路完全相同,但C1的充電速度要快得多。
圖3.電流提升改進峰值檢測器
這種拓撲結構為肖特基二極管方法提供了一些替代方案。C1充電電流增加的系數等于公共集電極BJT配置的電流增益。此外,這種拓撲結構的源阻抗低于C1。不再需要R3,因為發射極跟隨器的電流源出能力大于U2。因此,充電時間常數幾乎被消除。圖3中的電路速度受U2帶寬和發射極跟隨器單位增益頻率(fT).Q1的基極-發射極結的壓降可以通過Q2的基極-發射極結抵消,其方式與圖2中的D2和D3平衡相同。
比較兩個高速峰值檢波器的性能,圖4顯示兩個電路在60 kHz時性能相同,圖5顯示電流升壓修改增加了帶寬。
圖4.60kHz 時的比較
圖5.200kHz時的比較
結論
圖三的電流升壓峰值檢測器的改進并非沒有成本。然而,對于速度和精度至關重要的應用,這些電路改進可能非常值得額外的功耗、器件數量和復雜性。
審核編輯:郭婷
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