介紹

對于負責復雜電路板各個方面的工程師來說，為特定負載點選擇最佳穩壓器可能是一項艱巨的任務。一些供應商提供了非常好的解決方案，但這并不能保證為特定應用提供合適的調節器。例如，為汽車應用設計的電源IC可能不是消費類產品的好選擇。便攜式電源應用面臨著一系列獨特的挑戰，因為處理能力增加，而電池運行時間縮短。使用開關穩壓器時，具有敏感RF電路和低噪聲模擬前端（AFE）的設備帶來了更大的挑戰。在處理來自身體的低電平反射信號的超聲設備中，頻率同步輸入可能是控制電源開關諧波的硬性要求。在更高電流的應用中，效率通常是最重要的要求。最終，工程師必須確定哪些電源特性對應用至關重要，然后選擇專為這些要求而設計的穩壓器。

細節決定成敗

在為便攜式應用選擇穩壓器時，占空比和負載使用情況是重要的細節。負載使用情況是指負載的行為方式。在正常運行下，負載是否恒定？它們是否經常在最小到最大滿量程電流之間變化？占空比操作是設備處于活動狀態的時間與其處于空閑或低電流狀態的時間之比。

為什么這一切很重要？讓我們看一些細節。負載使用很重要，因為它有助于確定所需的靜態電流（IQ).例如，調壓器是否大部分時間都在滿載？然后選擇具有超低 I 的穩壓器Q可能不是最重要的規格，特別是當平均負載電流大大高于穩壓器的額定值I時Q.如果是這種情況，并且工作占空比較低，并且穩壓器的輸出不是保活電壓，并且可以在空閑和睡眠模式下關斷，那么選擇具有低關斷電流的穩壓器可能更為重要。此外，如果占空比較低且穩壓器必須保持導通，則選擇I低的穩壓器Q在電池供電的產品中很重要。此外，如果穩壓器在正常工作期間為輕負載提供服務所花費的時間與為滿負載提供服務的時間一樣多，那么超低工作電流對于優化其效率和電池運行時間非常重要。

選擇控制方案

調節器控制方案在您的決策中起著非常重要的作用。更復雜的是，有幾種類型的穩壓器拓撲。遲滯或PFM方案通常用于需要在輕負載下優化效率的情況。當需要較低的輸出噪聲時，需要脈寬調制（PWM）拓撲，因為這些轉換器在固定頻率下工作，因此更容易濾波。PWM與PFM拓撲形成對比，在PFM拓撲中，輕負載時開關頻率降低，而負載電流增加時開關頻率增加。

一些穩壓器提供雙模式操作，因此可在PWM和跳躍工作模式之間切換。與使用 PWM 模式相比，在跳頻模式下，輕負載下的整體功率效率有所提高。圖1是開關穩壓器（MAX15053）的典型效率圖，工作在跳頻模式。請注意，典型工作電流為1.53mA。因此，如果應用的工作占空比較低且負載電流接近最大值，則該開關穩壓器是便攜式應用的不錯選擇。需要注意的是，只要穩壓器可以在空閑狀態下處于關斷狀態，這一切都是準確的。但是，當工作占空比較低且穩壓器在空閑和睡眠狀態下始終導通時，則使用工作電流低的降壓穩壓器更為合適。圖1還顯示MAX1556降壓穩壓器在跳躍模式下的工作電流典型值為16μA。兩款器件之間的并排效率比較表明，如果上電時穩壓器必須100%處于工作狀態，MAX1556是延長電池運行時間的更好選擇。

圖1.MAX15053開關穩壓器（左）與MAX1556降壓穩壓器（右）的效率比較數據顯示，MAX1556是待機模式下始終導通電源的更好選擇。

待機電流對于便攜式應用很重要，通過使用供應商的網站參數搜索工具可以簡化穩壓器搜索（圖 2）。通過選擇幾個關鍵參數，例如內部開關、最小電壓輸入、最大電壓輸入和 I抄送（mA），相對容易地對許多器件選項進行分類，并快速選擇適合應用的穩壓器。在下面的示例中，設置了最小和最大輸入電壓，并選中了內部開關盒。設計工程師可以設置I抄送（mA） 滑塊到提供的最低設置。現在，設計師從總零件中看到了兩個最佳匹配項。

圖2.用于縮小選擇范圍的參數搜索工具。

電流模式與電壓模式控制

現在讓我們花一些時間檢查不同的控制拓撲。

PWM 開關穩壓器有兩種控制拓撲：電壓模式 （VM）2, 4和電流模式 （CM）。1, 2, 3CM穩壓器使用電感電流作為反饋環路和電壓反饋環路的一部分。電感電流和輸出電壓誤差信號是PWM調制器的輸入信號。圖3顯示了峰值CM控制的簡化原理圖，其中峰值電感電流與輸出電壓一起控制。電感電流通過某種方式檢測，并與控制電壓V進行比較C，這是由輸出電壓誤差得出的。CM控制需要斜率補償，以防止占空比大于50%的次諧波振蕩。

圖3.電流模式 （CM） 控制。

自第一批開關穩壓器設計問世以來，電壓模式控制已經使用了很長時間。電壓模式具有單個電壓反饋路徑;PWM是通過將電壓誤差信號與恒定斜坡波形進行比較來執行的。圖 4 顯示了此基本配置。

圖 4.電壓模式 （VM） 控制。

CM控制的優勢

因此，讓我們從 CM 拓撲開始，簡要了解這兩種拓撲的優缺點。

為什么是當前模式？在仔細觀察電流控制環路響應時，我們發現當控制FET導通時，通過R意義從電流檢測放大器的輸出端提供電壓斜坡。電壓斜坡與電感中的斜坡電流成正比。然后將該斜率補償電壓斜坡與誤差放大器的輸出進行比較。控制FET將一直導通，直到從電感電流檢測到的電壓等于控制電壓VC.當這兩個電壓相等時，控制FET關斷。下一個開關周期通過根據圖3所示的固定頻率時鐘信號設置RS觸發器來啟動。因此，基本上電壓控制環路決定了電流環路調節通過控制FET開關和電感器的峰值電流的水平。在不深入數學運算的情況下，CM控制消除了VM控制中的電感極點和二階特性，因為內部電流控制環路包括輸出濾波器電感。因此，外部電壓控制環路只有輸出濾波器的單極和負載電阻。您可以將CM轉換器視為電流源，在低于電流環路帶寬的頻率下，向輸出電容與負載阻抗并聯形成的單極供電和調節電流。這一切意味著什么？基本上，這意味著補償 CM 控制器的穩定性比使用 VM 控制器要容易得多。

現在讓我們談談補償計劃。圖5說明了這兩種控制拓撲中使用的兩個典型補償網絡之間的差異。電壓模式補償4左側（III型）需要比電流模式補償（II型）更復雜的補償網絡5在右側，甚至可能不需要 C2。

圖5.顯示 VM 補償（左）與 CM 補償（右）的原理圖。使用 CM 補償時，可能不需要 C2。

CM控制方案早期的缺點之一是需要精確的電流檢測2反過來，這會導致傳感元件中的輕微功率損失。當今的集成電源解決方案消除了對外部檢流電阻器的需求;電流檢測通過使用 R 在內部執行DS（ON）的高邊場效應管。除了簡單的補償2網絡，CM轉換器提供出色的線路調節，對大負載變化的極佳瞬態響應，以及周期間電流限制，因為每個定時周期都會檢測到電流。

線路調整率定義為輸出電壓隨輸入電壓變化而變化的量。它與控制到輸出傳遞函數的增益有關。由于CM拓撲的控制至輸出傳遞函數的增益與輸入電壓無關，因此線路調整率非常好。同樣，對于這種拓撲，單極點以較少的相位/時間滯后工作，因此具有峰值CM控制的轉換器將比具有VM PWM控制的轉換器具有更好的瞬態響應。在檢查VM拓撲的控制至輸出傳遞函數時，輸入電壓對增益有直接影響，線路調整率會降低。當今的VM轉換器通過采用電壓前饋技術來克服這一問題，該技術根據輸入電壓改變PWM斜坡的斜率。表 1 概述了優點/缺點2兩種拓撲。

那么，為什么選擇虛擬機而不是CM？由于CM設計需要兩個控制環路，并且與VM相比電路復雜性更高，因此選擇具有VM控制的穩壓器可能更具成本效益。從歷史上看，由于輸入電壓工作范圍較寬，尤其是在低線路/輕負載條件下，電流斜坡可能太淺，無法穩定地運行CM PWM。MAX17500/MAX17501/MAX17502/MAX17503和MAX17504系列高壓CM轉換器等新器件大大改善了這一限制。

表 VM 控制與 CM 控制的摘要

什么是斜率補償？

雖然大多數現代集成轉換器都包含內置斜率補償，但了解為什么需要斜率補償非常重要。

假設降壓轉換器在連續導通模式（CCM）下工作。這意味著電感中的電流永遠不會降至零，重負載時占空比約為75%，只有輸出電流作為比較器的斜坡信號（即，沒有斜率補償）。負載瞬變至輕負載將導致電流控制環路提前關斷控制FET開關。由于占空比為75%，因此電感電流衰減和電感磁芯中的磁通量幾乎沒有時間自行復位。同時，負載電壓決定了電感的下降斜率。只要負載不短路，輸出電感中的電流將需要一段時間才能斜坡下降到PWM比較器上的較低閾值。當時鐘啟動下一個周期時，開關永遠不會打開，因為電流仍然過高。（或者，它在控制器的最小占空比下非常短暫地開啟。如果電流真的很高，下一個周期可能會看到相同的條件并保持有效的關閉狀態。

這種情況將使轉換器在PWM開關頻率的某個次諧波下振蕩。斜率補償提供了一種在較短的死區時間內將斜坡降至零的方法。內部時鐘信號的斜坡與檢測的電流波形相加。在過流條件下仍然會有非常短的脈沖，但是通過將時鐘信號與電流信號相加，這種次諧波振蕩已經得到解決。

同步與異步整流

仔細觀察典型 DC/DC 轉換器的功率級，我們發現有兩種類型的輸出級（圖 6）。同時具有高端和低側FET的轉換器通常稱為具有同步整流;DC/DC 轉換器的控制模塊將同步兩個 FET 的導通/關斷時間。此操作可優化并防止這些 FET 重疊，使兩個 FET 同時導通。高端 FET 導通在 V外/V在× 1/F西 南部;低側 FET 在 1 V 時導通外/V在× 1/F西 南部，其中 fsw 是轉換器的開關頻率。一般而言，對于低占空比應用，異步轉換器可能無法滿足電路板功率效率目標，因為傳導功率損耗可能由I × V主導二極管功率損耗與低側R的比較DS（ON）× I 同步轉換器的功率損耗。

選擇具有同步整流的器件時，請仔細觀察應用。例如，如果應用是將5V轉換為2.5V，則額定值為14V的穩壓器可能不是最佳選擇，因為它可能設計用于電信和服務器應用中常見的分布式12V電源總線。因此，內部高邊FET可能具有更高的RDS（ON），針對 1V 和更低內核電壓低于 10% 的典型占空比進行了優化。

在本例中，12V穩壓器的FET可以針對低得多的占空比進行優化，其中RDS（ON）針對傳導功率損耗占主導地位的低側FET進行了優化;高邊場效應管具有更高的RDS（ON）但柵極電荷要低得多，其中開關功率損耗往往占主導地位。因此，要將5V轉換為2.5V，占空比為50%。選擇最大額定值為 6V 的器件可能是更好的選擇。通常，大多數設計用于5V和12V系統的降壓轉換器將采用同步整流器輸出級。使用肖特基二極管代替低側FET的異步整流級似乎在電壓電平至少為24V或更高的工業應用中更為常見。

圖6.異步與同步控制。

較新的器件，如上面提到的MAX17501–MAX17504，集成了高端和低端FET。它們的最大電壓輸入額定值為 60V，可在直流電壓總線為 24V 或更高的工業應用中提高效率。

內部 FET 與外部 FET

沒有針對所有可能的電源軌進行優化的通用穩壓器。因此，有時希望優化給定應用效率的設計人員會選擇需要外部FET的DC/DC控制器。在更高的功率水平下，當從12V創建低于1V的電源軌時，FET的選擇至關重要。因此，選擇具有更高R的高邊FETDS（ON）當占空比較低時，低柵極電荷可以優化整體效率。此外，可能需要并聯使用兩個或多個FET來降低導通損耗，同時將低側FET的開關損耗保持在最小水平。

最后的參考文獻為 DC/DC 控制器的外部 FET 選擇標準提供了一個良好的起點。

結論

第1部分提供了對選擇正確穩壓器時的設計權衡的更好理解。了解應用對于選擇最佳調節解決方案至關重要。通過解釋電壓模式（VM）和電流模式（CM）控制之間的差異，我們幫助讀者選擇適合應用的最佳拓撲結構。讀者還將受益于同步整流與異步整流之間性能與成本權衡的描述。最后，我們概述了為什么選擇使用外部FET的控制器可能是有利的。本應用筆記面向電路板設計人員，他們可能無法使用內部電源工程師。

審核編輯：郭婷