作者：Aldrick Limjoco and Jefferson Eco

使用鐵氧體磁珠是濾除高頻電源噪聲并干凈地共享相似的電壓供電軌（即混合信號IC的模擬和數字電源軌），同時保持共享電源軌之間的高頻隔離的有效方法。鐵氧體磁珠是一種無源器件，可在很寬的頻率范圍內濾除高頻噪聲能量。它在預定頻率范圍內變得具有電阻性，并以熱量的形式耗散噪聲能量。鐵氧體磁珠與電源軌串聯，通常與電容器組合在磁珠兩側接地。這樣就形成了一個低通濾波器網絡，進一步降低了高頻電源的噪聲。

但是，在系統設計中不當使用鐵氧體磁珠會導致一些有害問題。一些例子是由于將磁珠與去耦電容組合用于低通濾波而導致的不需要諧振，以及直流偏置電流依賴性的影響，從而降低了磁珠的EMI抑制能力。通過正確理解和考慮鐵氧體磁珠的行為，可以避免這些問題。

本文討論系統設計人員在電源系統中使用鐵氧體磁珠時需要注意的重要考慮因素，例如具有不同直流偏置電流和不需要的LC諧振效應的阻抗與頻率特性。最終，為了解決不需要的共振問題，將介紹阻尼技術，并比較每種阻尼方法的有效性。

用于演示鐵氧體磁珠作為輸出濾波器的影響的器件是一個具有獨立正負輸出的2 A/1.2 A DC-DC開關穩壓器（ADP5071）。本文中使用的鐵氧體磁珠主要是片式表面貼裝封裝。

鐵氧體磁珠簡化模型和仿真

鐵氧體磁珠可以建模為由電阻、電感和電容組成的簡化電路，如圖1a所示。 R直流對應于磁珠的直流電阻。C?， L珠和 R交流分別是與磁珠相關的寄生電容、磁珠電感和交流電阻（交流磁芯損耗）。

圖1.（a） 簡化電路模型和 （b） 泰科電子 BMB2A1000LN2 測量的 ZRX 圖。

鐵氧體磁珠按三個響應區域分類：電感、電阻和電容。這些區域可以通過查看ZRX圖（如圖1b所示）來確定，其中Z是阻抗，R是電阻，X是磁珠的電抗。為了降低高頻噪聲，磁珠必須位于電阻區域;這對于電磁干擾（EMI）濾波應用尤其理想。該元件的作用類似于電阻器，可阻擋高頻噪聲并將其作為熱量散發。阻性區域出現在磁珠交越頻率（X = R）之后，直到磁珠變為容性。該容性點出現在容抗絕對值（–X）等于R的頻率處。

在某些情況下，簡化電路模型可用于近似鐵氧體磁珠阻抗特性，最高可達sub-GHz范圍。

以泰科電子BMB2A1000LN2多層鐵氧體磁珠為例。圖1b顯示了使用阻抗分析儀測量的BMB2A1000LN2在零直流偏置電流下的ZRX響應。

對于測量的 ZRX 圖上磁珠看起來最感性的區域 （Z ≈ XL;LBEAD），磁珠電感由下式計算：

哪里：

f 是磁珠出現感應區域的任何位置的頻率點。在本例中，f = 30.7 MHz。XL是 30.7 MHz 時的電抗，即 233 Ω。

公式1得到電感值（L珠） 的 1.208 μH。

對于磁珠最具電容性的區域（Z ≈ |XC|;C?），寄生電容由下式計算：

哪里：

f是磁珠出現電容的區域內任何位置的頻率點。在本例中，f = 803 MHz |XC|是 803 MHz 時的電抗，即 118.1 Ω。

公式2得到寄生電容值（C?） 的 1.678 pF。

直流電阻（R直流），即300 mΩ，從制造商的數據手冊中獲取。交流電阻（R交流） 是磁珠看似純阻性的峰值阻抗。計算 R交流通過減去 R直流從 Z.因為 R直流與峰值阻抗相比非常小，可以忽略不計。因此，在這種情況下 R交流為 1.082 kΩ。使用由SIMetrix/SIMPLIS驅動的ADIsimPE電路仿真器工具來生成阻抗與頻率響應的關系。圖2a顯示了具有計算值的電路仿真模型，圖2b顯示了實際測量和仿真結果。在本例中，電路仿真模型的阻抗曲線與測量的阻抗曲線非常匹配。

圖2.（a） 電路仿真模型和（b） 實際測量與仿真。

鐵氧體磁珠模型可用于噪聲濾波電路的設計和分析。例如，當與低通濾波器網絡中的去耦電容結合使用時，近似磁珠的電感有助于確定諧振截止頻率。但是，本文中指定的電路模型是具有零直流偏置電流的近似值。該模型可能會隨直流偏置電流而變化，在其他情況下，需要更復雜的模型。

直流偏置電流注意事項

為電源應用選擇合適的鐵氧體磁珠不僅需要仔細考慮濾波器帶寬，還需要仔細考慮磁珠相對于直流偏置電流的阻抗特性。在大多數情況下，制造商僅指定100 MHz磁珠的阻抗，并發布數據手冊，其中包含零直流偏置電流下的頻率響應曲線。但是，當使用鐵氧體磁珠進行電源濾波時，通過鐵氧體磁珠的負載電流永遠不會為零，并且隨著直流偏置電流從零增加，所有這些參數都會發生顯著變化。

隨著直流偏置電流的增加，磁芯材料開始飽和，這大大降低了鐵氧體磁珠的電感。電感飽和度因元件磁芯所用材料而異。圖3a顯示了兩個鐵氧體磁珠電感的典型直流偏置依賴性。當額定電流為50%時，電感最多可降低90%。

圖3.（a） 直流偏置電流對磁珠電感和阻抗曲線相對于直流偏置電流的影響：（b） TDK MPZ1608S101A 磁珠和 （c） 伍爾特電子 742 792 510 磁珠。

為了有效地濾除電源噪聲，設計準則是使用鐵氧體磁珠，其額定直流電流約為20%。如這兩個示例所示，6 A磁珠在額定電流的20%處電感降至約30%，3 A磁珠降至約15%。鐵氧體磁珠的額定電流表示器件在指定溫升下可以承受的最大電流，它不是濾波目的的實際工作點。

此外，直流偏置電流的影響可以通過阻抗值隨頻率的變化而降低，這反過來又降低了鐵氧體磁珠的有效性及其消除EMI的能力。圖3b和圖3c顯示了鐵氧體磁珠的阻抗如何隨直流偏置電流而變化。TDK MPZ1608S101A（100 Ω，3 A，0603）僅施加50%的額定電流，100 MHz時的有效阻抗從100 Ω急劇下降到10 Ω，伍爾特電子742 792 510（70 Ω，6 A，1812）在100 MHz時的有效阻抗從70 Ω下降到15 Ω。

系統設計人員必須充分了解直流偏置電流對磁珠電感和有效阻抗的影響，因為這在需要高電源電流的應用中至關重要。

液相色譜共振效應

將鐵氧體磁珠與去耦電容器一起實現時，可以產生諧振峰值。這種通常被忽視的影響可能是有害的，因為它可能會放大給定系統中的紋波和噪聲，而不是衰減它。在許多情況下，這種峰值發生在DC-DC轉換器的常用開關頻率附近。

當由鐵氧體磁珠電感和高Q去耦電容形成的低通濾波器網絡的諧振頻率低于磁珠的交越頻率時，就會發生峰值。產生的濾波器阻尼不足。圖4a顯示了TDK MPZ1608S101A的測量阻抗與頻率的關系圖。電阻元件依賴于耗散不需要的能量，在達到大約20 MHz至30 MHz范圍之前不會變得重要。低于該頻率時，鐵氧體磁珠仍具有非常高的Q值，其作用類似于理想的電感器。典型磁珠濾波器的LC諧振頻率通常在0.1 MHz至10 MHz范圍內。對于300 kHz至5 MHz范圍內的典型開關頻率，需要額外的阻尼來降低濾波器Q值。

圖4.（a） TDK MPZ1608S101A ZRX 圖和 （b） 鐵氧體磁珠和電容器低通濾波器的 S21 響應。

作為這種效應的一個例子，圖4b顯示了磁珠和電容低通濾波器的S21頻率響應，它顯示了峰值效應。使用的鐵氧體磁珠為TDK MPZ1608S101A （100 Ω， 3 A， 0603），去耦電容器為村田制作所GRM188R71H103KA01低ESR陶瓷電容器（10 nF、X7R、0603）。負載電流在微安范圍內。

無阻尼鐵氧體磁珠濾波器的峰值約為10 dB至約15 dB，具體取決于濾波器電路的Q值。在圖4b中，峰值發生在2.5 MHz左右，增益高達10 dB。

此外，信號增益范圍為1 MHz至3.5 MHz。如果這種峰值發生在開關穩壓器工作的頻帶中，則會出現問題。這會放大不需要的開關偽影，從而嚴重破壞鎖相環 （PLL）、壓控振蕩器 （VCO） 和高分辨率模數轉換器 （ADC） 等敏感負載的性能。圖4b所示的結果是在非常輕的負載（微安范圍內）下得出的，但這在只需要幾微安到1 mA負載電流的電路部分或在某些工作模式下關閉以節省功耗的部分中是一個實際應用。這種潛在的峰值會在系統中產生額外的噪聲，從而產生不必要的串擾。

例如，圖5顯示了ADP5071應用電路，內置了磁珠濾波器，圖6顯示了正輸出端的頻譜圖。開關頻率設置為2.4 MHz，輸入電壓為9 V，輸出電壓設置為16 V，負載電流設置為5 mA。

圖5.ADP5071應用電路在正輸出端采用磁珠和電容低通濾波器實現。

圖6.5 mA負載時的ADP5071頻譜輸出。

諧振峰值發生在2.5 MHz左右，這是由于磁珠和10 nF陶瓷電容的電感。在2.4 MHz時，基波紋波頻率不會衰減，而是增益為10 dB。

影響諧振峰的其他因素是鐵氧體磁珠濾波器的串聯和負載阻抗。峰值顯著降低和阻尼，以獲得更高的源電阻。然而，這種方法會降低負載調整率，使其在實踐中不切實際。由于串聯電阻的壓降，輸出電壓隨負載電流而下降。負載阻抗也會影響峰值響應。在輕負載條件下，峰值更差。

阻尼方法

本節介紹系統工程師可用于顯著降低諧振峰值水平的三種阻尼方法（見圖7）。

圖7.各種阻尼方法的實際頻率響應。

方法A包括在去耦電容路徑上增加一個串聯電阻，以抑制系統的諧振，但降低高頻下的旁路效率。方法B包括在鐵氧體磁珠上增加一個小的并聯電阻，該電阻也會抑制系統的諧振。但是，濾波器的衰減特性在高頻下會降低。圖8顯示了MPZ1608S101A的阻抗與頻率的關系曲線，帶和不帶10 Ω并聯電阻。淺綠色虛線是并聯10 Ω電阻的磁珠總阻抗。磁珠和電阻組合的阻抗顯著降低，主要由10 Ω電阻主導。但是，采用10 Ω并聯電阻的磁珠的3.8 MHz交越頻率遠低于磁珠本身的交越頻率40.3 MHz。磁珠在低得多的頻率范圍內具有電阻性，從而降低了Q值，從而改善了阻尼性能。

圖8.（a） MPZ1608S101A ZRX 圖和 （b） MPZ1608S101A ZRX 圖，縮放視圖。

方法C包括增加一個大電容器（C潮濕） 帶串聯阻尼電阻 （R潮濕），這通常是最佳解決方案。

增加電容和電阻會抑制系統的諧振，并且不會降低高頻下的旁路效率。采用這種方法可避免由于隔直電容較大而導致電阻器功耗過大。電容必須遠大于所有去耦電容的總和，這會降低所需的阻尼電阻值。電容阻抗必須足夠小于諧振頻率下的阻尼電阻，以降低峰值。

圖9顯示了在圖5所示應用電路上實現方法C阻尼的ADP5071正輸出頻譜圖。該 C潮濕和 R潮濕分別使用1 μF陶瓷電容和2 Ω SMD電阻。2.4 MHz時的基波紋波降低了5 dB，而圖9所示的增益為10 dB。

圖9.ADP5071的頻譜輸出以及帶方法C阻尼的磁珠和電容低通濾波器。

通常，方法C是最優雅的，通過添加與陶瓷電容器串聯的電阻來實現，而不是購買昂貴的專用阻尼電容器。最安全的設計始終包括一個電阻器，該電阻器可以在原型設計過程中進行調整，如果沒有必要，可以消除該電阻器。唯一的缺點是額外的元件成本和更大的所需電路板空間。

結論

本文介紹了使用鐵氧體磁珠時必須考慮的關鍵因素。它還詳細介紹了代表磁珠的簡單電路模型。仿真結果表明，在零直流偏置電流下，實際測得的阻抗與頻率響應具有良好的相關性。

本文還討論了直流偏置電流對鐵氧體磁珠特性的影響。結果表明，直流偏置電流大于額定電流的20%會導致磁珠電感顯著下降。這種電流還會降低磁珠的有效阻抗并降低其EMI濾波能力。在具有直流偏置電流的電源軌中使用鐵氧體磁珠時，請確保電流不會導致鐵氧體材料飽和并產生明顯的電感變化。

由于鐵氧體磁珠是電感性的，因此請勿與高Q值去耦電容器一起使用，除非仔細注意。這樣做會在電路中產生不必要的諧振，弊大于利。然而，本文提出的阻尼方法提供了一種簡單的解決方案，即在負載上使用一個大型去耦電容和一個阻尼電阻串聯，從而避免不必要的諧振。正確應用鐵氧體磁珠是降低高頻噪聲和開關瞬變的有效且廉價的方法。

審核編輯：郭婷