本應用筆記包含實現符合NorDig 1.0.3標準的MAX3580 DVB-T調諧器方案所需的信息。這些信息是對MAX3580數據資料和C代碼驅動器的補充。討論了雙回路和單回路AGC控制之間的權衡。雙回路AGC控制選項也滿足MBRAI的要求。提供了原理圖和編程建議。

介紹

本應用筆記連同MAX3580數據資料和C代碼驅動器，包含實現符合NorDig 1.0.3標準的MAX3580 DVB-T調諧器方案的必要信息。該方案包含一個具有分立LNA和環通功能的MAX3580。本文分析了雙回路和單回路AGC控制之間的權衡，并詳細介紹了每種解決方案。提供了相應的應用原理圖。提供了寄存器編程建議以獲得最佳性能。包括最佳解調器接口的詳細信息。

雙回路AGC控制選項也滿足MBRAI的要求。單回路AGC控制選項尚未針對MBRAI進行測試。

雙回路和單回路AGC的性能比較

MAX3580增益可由雙環路或單環路AGC方案控制。雖然雙環路方法具有更好的最大信號性能和略低的BOM成本，但它需要使用具有兩個PWM輸出的解調器，并且軟件稍微復雜一些。測量表明，這兩種解決方案都符合NorDig 1.0.3標準。

對于雙環路AGC，一個濾波解調器PWM輸出控制BB_AGC，另一個PWM輸出控制RF_AGC。對于單環路AGC，一個濾波解調器PWM輸出控制BB_AGC;隨后，通過簡單的PNP晶體管電路連接到BB_AGC來控制RF_AGC。更靈活的雙回路AGC提供更好的最大信號性能，因為它在強信號條件下提供更優化的RF_AGC電壓。稍后將在雙回路 AGC 控制說明部分中提供更多詳細信息。

圖1所示為MAX3580的雙環路和單環路AGC控制性能比較。

圖1.雙回路和單回路AGC控制之間的靈敏度比較。

圖1顯示，雙環路和單環路AGC控制的靈敏度相似。NorDig的裕量超過2dB。這里的 QEF 限制是 BER = 2e-4。由于測量系統的限制，VHF-III和UHF測量都使用8MHz帶寬信號。請注意，使用NorDig指定的7MHz帶寬信號測量時，VHF-III靈敏度有望提高0.6dB。

圖2.雙回路和單回路AGC控制之間的最大信號比較。

雖然兩種AGC解決方案的最大信號性能都比NorDig要求高出25dB以上，但圖2顯示，雙環路最大信號性能至少比VHF-III的單環路高出9dB，UHF至少高出2dB。雙環路最大信號性能在兩個頻段均超過3dBm，而單環路AGC的最差情況測量值為-8.4dBm（174MHz）。同樣，這里的 QEF 限制是 BER = 2e-4。

圖3.VHF-III下雙環路和單環路AGC控制之間的數字干擾到載波（I / C）比較。

圖3顯示，兩種AGC選項在VHF-III下的數字I/C性能相似;兩個選項都至少存在 4dB 的裕量。同樣，這里的 QEF 限制是 BER = 2e-4。

圖4.UHF 雙回路和單回路 AGC 控制之間的數字 I/C 比較。

圖4顯示，對于雙環路AGC控制，UHF下的數字I/C性能要好約2dB。同樣，這里的 QEF 限制是 BER = 2e-4。

圖5.雙回路和單回路AGC控制之間的模擬I/C比較。

圖5顯示，兩種AGC選項的模擬I/C相似。存在至少 6dB 的裕量。此處的 QEF 限制是“60 秒內無數據包錯誤”。

由于測量設備的可用性，PAL干擾源由NTSC信號模擬，該信號具有75%的色條和-13dBc的音頻載波。由于NTSC信號是為6MHz信道設計的，因此NTSC信號在8MHz信道中偏移到最接近所需載波的邊緣。

雙回路AGC控制說明

圖6.雙環AGC原理圖。

圖6所示為雙環路AGC控制的原理圖。兩路PWM解調器輸出在連接至MAX3580 AGC控制引腳前分別經過兩次RC濾波。為了在每條線路上提供最佳的干擾抑制效果，將一個RC濾波器放置在PWM輸出附近，第二個RC濾波器放置在MAX3580屏蔽邊緣的MAX3580附近。

圖7.雙環路AGC響應，僅具有所需信號。

圖7所示為輸入電平增加時MAX3580的推薦AGC控制電壓。解調器PWM提供這些電壓。PWM接收來自軟件算法的十六進制字作為輸入，然后輸出經過RC濾波的脈沖序列，從而產生直流控制電壓。當輸入電平因靈敏度增加時，BB_AGC處于活動狀態并降低增益，以將解調器ADC輸入保持在目標電平。RF_AGC保持在最大增益。然后，當BB_AGC降低到1.7V時，RF_AGC也變為活動狀態。隨著輸入電平的不斷增加，解調器ADC輸入電平通過根據固定比率降低RF_AGC和BB_AGC來調整到目標電平。在-72dBm以上觀察到兩個AGC電壓的線性遞減響應。RF_AGC在該地區占主導地位，正如其更陡峭的坡度所觀察到的那樣。過渡區發生在-76dBm和-72dBm之間，其中RF_AGC增益調整與控制電壓呈非線性關系。

CNR 從靈敏度時的 19.0dB 增加到接近最大信號的測量系統極限 45dB。CNR 通過凍結 AGC 并在載波打開和關閉的情況下測量信道功率，在解調器輸入端使用頻譜分析儀探頭進行測量。信噪比圖是解調器估計值。對于-72dBm至-10dBm范圍內的輸入電平，典型的解調器最大SNR測量限制約為24dB至26dB。輸入電平高于-10dBm時的SNR下降由帶內互調解釋，該交調包含在SNR測量中，但不包含在CNR測量中。

圖8.雙環路AGC響應，28dBc時具有N+1數字干擾源。

圖8顯示，當添加干擾源時，RF_AGC較低（與圖7相比）。這導致較低的CNR和SNR值。來自干擾源的互調導致CNR和SNR在所需載波電平增加到-54dBm至-44dBm范圍時下降。

圖9.交替雙環路增益控制。

圖9顯示了另一種雙環路增益控制響應，該響應尚未經過測試，但也可能工作良好。某些解調器的軟件支持這種方法。

-72dBm的RF輸入功率是RF_AGC的推薦接管電壓（TOV）點。當RF輸入功率從靈敏度電平增加到TOV時，BB_AGC會降低基帶增益，以維持ADC所需的電平。同時，RF_AGC保持在最大RF增益。當BB_AGC數字字減少到TOV時，解調器凍結BB_AGC，RF_AGC變為活動狀態。RF_AGC保持工作狀態，直到降至0.5V （MAX3580 RF_AGC的最小控制電壓）。RF_AGC現在被凍結，BB_AGC再次變得活躍，進一步降低了BB_AGC。

單回路AGC控制說明

圖 10.單回路AGC原理圖。

在圖10所示的單環路AGC控制解決方案中，BB_AGC由解調器PWM輸出的濾波版本控制。RF_AGC也由同一PWM輸出的濾波版本間接控制。當BB_AGC電壓被拉得足夠低以打開PNP晶體管時，RF_AGC電壓被拉低到比BB_AGC電壓高約一個二極管壓降。如果BB_AGC上升得足夠高，晶體管關斷，導致RF_AGC被上拉電阻上拉至近3.3V。

在圖10中，布局中靠近解調器的元件封裝在一條虛線內，而放置在MAX3580附近的元件則封裝在第二條虛線內。1μF和1nF電容應放置在MAX3580屏蔽的邊緣。

圖 11.僅具有所需信號的單環路AGC響應。

圖11顯示，隨著輸入電平的增加，RF_AGC被下拉至高于BB_AGC電壓~0.6V。CNR 從靈敏度時的 19.2dB 增加到最大信號的測量系統極限 45dB。輸入電平高于-20dBm時的SNR下降由帶內互調解釋，該交調包含在SNR測量中，但不包含在CNR測量中。

寄存器編程

本文簡要介紹MAX3580寄存器編程。還會突出顯示一些優化性能的寄存器設置。MAX3580數據資料包括對其寄存器進行編程的完整細節。Maxim還提供C代碼驅動器，幫助客戶以推薦的方式對所有MAX3580寄存器進行編程。注：讀者可以向當地的Maxim現場應用工程師或客戶經理索取MAX3580 C代碼驅動程序。

為了下變頻特定的RF頻率，必須使用存儲在片內保險絲表（也稱為ROM表）中的工廠調諧值對跟蹤濾波器進行編程。同樣，基帶濾波器帶寬必須編程為存儲在片內保險絲表中的相應工廠調諧值。為7MHz通道（通常為VHF）提供一個工廠調諧值;為8MHz通道（通常為UHF）提供第二個工廠調諧值。此外，頻帶選擇、N 分頻器和 RF 輸入選擇都必須進行編程。

為了獲得最佳性能：

將ICP位（寄存器0x06 <6>）編程為600μA。

對SHDN_PD位（寄存器0x08 <5>）進行編程以關閉功率檢測器。

對于VHF，RDIV位（寄存器0x06 <7>）編程為2，UHF編程為1。

根據VHF靈敏度，優化特定解調器的直流失調校正閾值位（寄存器0x0B <1：0>）。從 0 開始，最高增加到 3，同時靈敏度不斷提高。

根據 VHF 靈敏度優化特定解調器的直流校正速度位（寄存器 0x0B <3：2>）。從 1 開始，如果靈敏度提高，則增加到 2。

I/Q 接口

圖 12.推薦的 I 通道接口（Q 通道重復）。

圖12顯示了添加到每條I/Q差分線的T形RC濾波器。這些RC濾波器抑制RF頻率的高階數字時鐘諧波，否則解調器通過I/Q接口傳導至MAX3580 RF輸入，隨后下變頻。這些諧波由R2-C2低通RC濾波器和R1阻性焊盤衰減。

R1和C2具有雙重用途，用作抗混疊濾波器。電容器 C1 用于交流耦合。

我2C 接口

圖 13.推薦一2C 行過濾。

圖13顯示了建議用于抑制在I上傳導的干擾的RC濾波2C 線。將33pF電容放在MAX3580屏蔽板的邊緣。

晶體振蕩器參考

MAX3580晶體振蕩器基準通常可與解調器共享，從而節省解調器晶體的成本和空間。MAX3580的晶體振蕩器工作在很寬的頻率范圍，因此可以選擇解調器時鐘可接受的頻率。然后，MAX3580的基準緩沖引腳通過串聯1kΩ電阻和10nF電容驅動解調器基準引腳。請注意，最好使用最低可用頻率。較低的基準頻率通過降低MAX3580分數PLL噪聲（特別是在VHF頻段）提供更大的靈敏度裕量。

需要注意確保MAX3580的晶體振蕩器基準頻率容差足以滿足解調器的典型±50kHz旋轉要求。為此，請選擇合適的晶體頻率容差，并確保串聯反饋電容（附錄A原理圖中的C19、C18和C20）的總電容等于晶體的負載電容。一個好的起點是保持這些反饋電容相等。請聯系您當地的Maxim現場應用工程師或客戶經理尋求幫助。

MAX3580的基準振蕩器電路也可用作由外部電源驅動的高阻性基準輸入。（這種方法不是首選方法，因為基準諧波會降低MAX3580的性能。使用外部基準時，通過幅值約為1.5V的交流耦合電容驅動MAX3580 XB輸入Q-1，并使 XE 保持未連接狀態。請注意，在1kHz至100kHz的失調時，外部基準的相位噪聲需要超過-140dBc/Hz。

其他準則

MAX3580應由專用穩壓器供電，以盡量減少數字干擾。

為了最小化MAX3580 IC不同部分之間的耦合，理想的電源布線布局為星形配置，在中央V處有一個大旁路電容抄送節點。五世抄送跟蹤從此節點分支出來，每個跟蹤將單獨的 V抄送MAX3580上的引腳。到每個 V抄送引腳連接一個旁路電容器，盡可能靠近引腳放置。當在單個V電壓下使用多個旁路電容時抄送引腳，將較小值的電容器放在最靠近引腳的位置。每個旁路電容器至少使用一個過孔，以實現低電感接地連接。

將晶體靠近MAX3580上的XB和XE引腳。

三個接地引腳（GND_PLL、GND_CP 和 GND_TUNE）必須通過單獨的接地過孔連接到接地層。它們不得直接連接到裸露的槳。

將差分I通道的兩條走線靠近。對 Q 通道執行相同的操作。保持 I 和 Q 短跡線短。

解調器的目標電平是設置AGC控制解決方案的重要參數。對于本應用筆記，目標解調器輸入電平為285mVQ-<>帶CW信號的差分。要測量此電平，請在閉環AGC控制達到穩定狀態后凍結AGC，DVB-T輸入信號為666MHz，約-50dBm，64QAM和3/4碼率。然后關閉調制并將輸入CW頻率增加到667MHz，從而產生1MHz基帶信號。最后，使用高阻抗差分探頭（200kΩ|| <1pF）測量解調器輸入端的結果電平。

MAX3580雙工器應用筆記3700，“MAX3580的前端雙工濾波器。"

結論

MAX3580增益可由雙環路或單環路AGC方案控制。雙環路具有更好的最大信號性能和略低的BOM成本，但需要使用具有兩個PWM輸出和更復雜的軟件的解調器。測量表明，這兩種解決方案都符合NorDig 1.0.3標準。本應用筆記詳細介紹了實施這兩種解決方案的應用。

審核編輯：郭婷