壓控振蕩器 （VCO） 的頻率隨施加到其調諧端口的電壓而變化。VCO 在鎖相環 （PLL） 中工作，為超外差接收器的頻率轉換提供穩定的本振 （LO）。VCO 還用于發射鏈，將基帶信號上變頻為適合通過電波傳輸的射頻 （RF）（圖 1）。

圖1.VCO作為PLL的一部分出現在這個典型的超外差接收器中。

設計注意事項

VCO 設計人員必須考慮幾個重要的性能參數：

輸出電平（dB 相對于 1mW ）

以dBc為單位的輸出諧波電平（相對于載波功率的dB）

調諧靈敏度（以 Hz/V 為單位）

以Hz p-p為單位的振蕩頻率負載牽引（對于給定負載電壓駐波比（VSWR）旋轉360°）

偏置電源變化的頻率推動（以 Hz/V 為單位）

給定失調頻率下的VCO相位噪聲，單位為dBc/Hz

以下段落將依次討論每個參數。

輸出電平

在典型的超外差接收器中，VCO輸出必須驅動混頻器以及PLL頻率合成器的RF預分頻器。緩沖放大器通常滿足這一要求，該放大器提供負載隔離以及更大的驅動能力。

輸出諧波電平

輸出諧波電平是振蕩頻率諧波處VCO能量的量度。這些諧波常見于低于-15dBc的水平，由振蕩器中有源器件的非線性自限幅產生。具有大量超額增益（大于抵消共振時所有損耗所需的量）的振蕩器將受到更嚴格的限制，從而在輸出波形中產生更大的諧波成分。設計人員必須在保持低諧波電平的需求與確保振蕩器啟動所需的足夠額外增益之間取得平衡。

調諧靈敏度

調諧靈敏度是一個系統級參數，它將最大可用調諧電壓與所需的調諧頻率范圍（以Hz/V為單位）相關聯。它與加載的Q成反比，Q是加載的振蕩器槽的質量因數。更高的調諧靈敏度需要具有較低負載Qs的振蕩器。

調諧靈敏度在調諧頻率范圍內的變化是另一個重要的考慮因素。如果VCO的調諧靈敏度在調諧頻帶上變化很大，PLL頻率合成器的性能就會受到影響。VCO 是典型 PLL 中增益最高的器件，調諧靈敏度在數十 MHz/V。這種增益量可能會在調諧端口產生不必要的調制邊帶，以響應調諧端口的噪聲;因此，調諧端口噪聲必須最小化。

負載牽引

負載牽引測量自由運行的VCO對VCO輸出端負載變化的靈敏度。測量需要負載阻抗不匹配和可變長度傳輸線。將VCO連接到不匹配的負載，并通過改變傳輸線的長度來改變相位角（VCO和負載之間）。測量由此產生的峰峰值頻率變化。VCO 負載牽引指定為給定負載 VSWR 下的最大峰峰值頻率偏移，旋轉 360°。公式1顯示了負載VSWR與負載阻抗失配之間的關系：

等式1：

其中：

駐波比 = 電壓駐波比
Γ0= 負載反射系數：入射電壓波與反射波
Z 的比值（在負載處）L= 負載阻抗
Z0= 傳輸線的特性阻抗

使用緩沖放大器是降低自由運行VCO對負載變化的敏感性的最常用技術。

頻率推送

頻率推送測量自由運行的VCO對其偏置電源電壓變化的敏感性。要測量VCO的靈敏度，請在測量VCO頻率的同時在給定范圍內改變電源電壓。將此頻移除以電壓變化，以確定以Hz/V為單位的靈敏度。設計良好的VCO具有主調諧線靈敏度的5%至10%的推動因子。Maxim的MAX2620 VCO就是具有出色推壓性能的器件的一個例子，其調諧端口靈敏度為10.4MHz/V，推送靈敏度僅為71kHz/V。

VCO 相位噪聲

自由運行的VCO中的相位噪聲將噪聲邊帶電平與載波功率電平相關聯。在典型測量中，觀察頻譜分析儀上的VCO輸出，同時在給定頻率偏移下測量1Hz帶寬內的噪聲水平。配備特定固件選項的現代頻譜分析儀可以通過對各種偏移進行多次測量，并在每種情況下對內部IF帶寬進行適當的更改，生成顯示單邊帶相位噪聲與偏移頻率的關系圖。

頻譜分析儀無法測量相位噪聲非常低的振蕩器（例如晶體振蕩器），因為其LO的相位噪聲限值太高。例如，惠普的 8561 RF 頻譜分析儀規定的相位噪聲限值為 100Hz 時的 -80dBc/Hz、1kHz 時的 -97dBc/Hz、10kHz 時的 -113dBc、30kHz 時的 -113dBc 和 100kHz 時的 -113dBc。另一方面，典型的晶體振蕩器在每個偏移頻率下的相位噪聲都低30dB至40dB。對于這種高質量的振蕩器，精確的相位噪聲測量需要更復雜的技術。

有幾個關鍵因素會影響自由運行的VCO的相位噪聲。所有這些都包含在公式2中，公式2是估計振蕩器單邊帶噪聲的公式。

等式2：

其中：

L（fM） = 單邊帶相位噪聲，單位為 dBc/Hz，作為 載波
F偏移頻率的函數O= 輸出頻率，單位為 Hz
QL= 加載諧振器 Q（諧振器諧振器電路） 帶有源負載和所有寄生元件）
fC= 以 Hz 為單位的轉折頻率，用于閃爍噪聲 有源振蕩裝置
FM= 與載波的偏移，單位為 Hz
PS= 有源振蕩器件的振蕩- 信號功率，單位為瓦特
F = 有源器件的在線噪聲因數 （與諧振器諧振器諧振箱和所有寄生 元素）
k = 玻爾茲曼常數：~1.38 x 10-23J/°K T = 以開爾文 （°K
） 為單位的溫度

在該公式中，負載諧振器Q是影響相位噪聲的主要設計參數。低噪聲設計要求最大化此參數以滿足可調諧性要求。高負載諧振器Q需要使用具有高空載Q值的諧振電路組件。在這些條件下，油箱的負載應將足夠的能量耦合到電路的其余部分，以啟動和維持振蕩。諧振器的負載Q很容易小于其空載Q的十分之一。

閃爍噪聲的轉折頻率取決于器件;低噪聲設計要求器件具有低閃爍角。閃爍噪聲溝槽使雙極性工藝成為低噪聲振蕩器設計的最佳選擇。砷化鎵器件無法競爭，因為它們的噪聲角比硅雙極器件高兩到三個數量級。

由于在線噪聲因數值取決于器件及其外部電路，因此低噪聲設計需要對兩者進行優化。調整振蕩信號功率可以對相位噪聲進行一定程度的控制，但當今手持式無線電話中偏置電流的溢價通常會阻止振蕩器部分的電流消耗發生較大變化。

公式3描述了振蕩器固有的相位噪聲。除此之外，還有調諧線上噪聲產生的調制噪聲邊帶（見公式4）。

等式3：

其中：

LPUSH(fm)= 單邊帶相位噪聲（單位：dBc/Hz） 由于噪聲電壓通過偏置線
LMOD(fm)= 單邊帶相位噪聲（單位：dBc/Hz） 由于噪聲電壓通過調諧線
K2PUSH = 電源驅動靈敏度，單位為 Hz/V
K2TUNE = 振蕩器調諧增益，單位：Hz/V
VN2BIAS(f) = 偏置線上的噪聲-電壓密度為 頻率的函數 （nV/Hz）
VN2TUNE(f)= 調諧線上的噪聲-電壓密度 作為頻率的函數 （nV/Hz）

將等式2、3和4相加得出等式5，即VCO總單邊帶相位噪聲的估計值：

等式5：

前面提到的VCO參數的限制可能導致系統級性能下降。例如，蜂窩電話中的功率放大器 （PA） 僅在存在語音信號時激活。這種開關導致PA的輸入阻抗變化很大，這反過來又給驅動發射鏈的RF VCO帶來了問題。除非VCO與負載變化隔離（通常通過負載緩沖器），否則其頻率變化會導致PLL滑移周期甚至失去鎖相。

另一個問題是PA的關斷/導通循環引起的電源電流急劇變化。GSM、DCS1800 和 DCS1900 手機的典型 PA 可以消耗超過 1A 的電流，電流切換會導致 VCO 偏置線路上的電壓變化。這些偏置電壓變化和推動因子的結果是落在PLL頻率合成器環路帶寬之外的不需要的調制邊帶。VCO的偏置電壓必須穩定才能消除這個問題。

數字調制系統中的未衰減誤碼率（BER）受到發射和接收路徑中所有信號發生器的凈相位噪聲的限制，PLL頻率合成器中的RF VCO（通常）是主要因素。圖2中的經典瀑布曲線顯示了相位噪聲的影響。超過一定水平的 Eb/NO（Eb 是每比特的能量;NO是加性白高斯噪聲密度），誤碼率基本保持不變。要獲得更可靠的通信鏈路，可通過降低PLL頻率合成器RF VCO中的相位噪聲來降低未褪色的BER。

圖2.對于較高的每比特能量值除以加性白高斯噪聲密度（Eb/NO），誤碼率（BER）基本上是恒定的。

相位噪聲是數字調制技術的主要關注點，其中信息通過調制載波相位進行編碼。其中一種技術是正交相移鍵控（QPSK）。與模擬域中的同相/正交調制類似，QPSK允許通過在四個不同相位中的每一個階段編碼位對，以一半的數據速率傳輸給定的比特流。每個相位（圖3a中的π/4、3π/4、5π/4和7π/4）表示為信號空間中的一個點，該點通過系統中存在加性白高斯噪聲（AWGN）而擴散到云中。

圖3.具有高斯噪聲 （a） 的 QPSK 信號的信號星座會因增加 5° RMS 相位方差 （b） 而降低，從而產生可能提高 BER 的失真。

圖3b顯示了具有相同AWGN的相同QPSK星座，但增加了5°的RMS相位差。相位方差將四個星座區域變形為弧形，從而縮短區域之間的距離。這種效應增加了解調器上出現符號誤差的概率，而符號誤差的增加會增加BER。因此，可以容忍的相位變化量取決于解調器設計和通信鏈路所需的性能。公式6顯示了積分相位方差與相位噪聲之間的關系：

等式6：

其中：

F1， F2 = 評估積分的頻率（通常由解調器設計確定）
σ2Φ = 以弧度平方為單位的積分相位方差
SΦ（f） = 以弧度平方/Hz為單位的相位功率譜密度（小角度單邊帶相位噪聲的兩倍）
√σ2Φ= 積分有效值相位誤差，弧度單位

也許對LO相位噪聲最嚴格的限制是通過接收器脫敏來實現的。這種效應發生在蜂窩電話和其他環境中，在這些環境中，接收器必須在存在強干擾源的情況下檢測到微弱的信號。在圖4中，強附近干擾源與LO的相位噪聲混合，產生噪聲邊帶，降低IF的信噪比，從而使接收器檢測微弱信號的能力脫敏。

圖4.通過與本振信號混合，強干擾信號會產生噪聲邊帶，從而掩蓋目標信號。

早期版本的低噪聲VCO由分立元件組成：專用雙極晶體管，具有用于閃爍噪聲的低轉折頻率，偏置電壓電源和緩沖放大器，用于提供負載隔離和附加輸出驅動。分立電路中的許多無源芯片元件需要大量的印刷電路板空間，這在當今的小型無線手機中非常寶貴。

集成解決方案

Maxim的MAX2620（圖5）將分立元件的所有有源功能集成到一個纖巧的8引腳μMAX封裝中。它包括一個關鍵的雙極晶體管，具有低轉折頻率，用于閃爍噪聲，采用Maxim獨有的硅雙極性工藝制造，具有27GHz f?T.更高級別的集成節省了 PC 板面積，簡化了 PC 板布局和屏蔽。

圖5.該典型工作電路顯示了MAX2620在構建VCO中的應用。

除低噪聲晶體管外，MAX2620還包括一個帶兩路輸出的雙緩沖器（用于負載隔離）、一個偏置發生器和方便的關斷功能。該器件采用+2.7V至+5.5V單電源供電，在3V時功耗僅為27mW。當工作頻率為900MHz時，負載VSWR為1.75：1，旋轉360°會產生小于163kHz的頻率偏移。MAX2620的內部偏置電壓發生器大大降低了偏置電壓變化對振蕩頻率的影響。在 900MHz 中心頻率和 3V 至 4V 電源電壓變化時，該器件可實現 71kHz/V 的推壓靈敏度。

MAX2620具有兩路輸出。一個輸出在50Ω負載中產生-2dBm，通常驅動混頻器的LO輸入。另一個在 50Ω 負載中產生 -12.5dBm，通常驅動集成 PLL 頻率合成器的 RF 預分頻器輸入。MAX2620及其低噪聲內部晶體管采用高Q值諧振電路工作在900MHz，產生低相位噪聲：25kHz時為-110dBc/Hz，300kHz時為-132dBc/Hz。外部諧振電路允許設計人員針對給定應用優化可調諧性和單邊帶相位噪聲。

為確保振蕩啟動，諧振電路的實阻抗幅度應等于振蕩器器件負實阻抗幅度的三分之一至二分之一，諧振電路的電抗分量應與振蕩器器件的無功分量在符號上相反。啟動后，增益壓縮會降低振蕩器的負電阻，直到其與諧振電路的負電阻達到平衡。

在諧振電路中添加變容二極管（電壓調諧可變電容器）可實現振蕩器頻率調諧，只要振蕩器器件在所需調諧范圍內表現出足夠的負電阻。MAX2620設計在這方面進行了優化。

MAX2620振蕩器還針對低相位噪聲工作進行了優化。要實現盡可能低的相位噪聲，需要使用高Q值元件，例如陶瓷傳輸線諧振器（典型空載Q值為400）和高Q值電感器（典型空載Q值為180）。為了最大化圖5中的負載Q值，C5和C17應具有與所需頻率和調諧范圍兼容的最低值。對于900MHz工作頻率，陶瓷諧振器電路的C6應為1pF，電感電路的C6應為1.5pF。由于高Q值電感的空載Q值低于陶瓷諧振器的Q值，因此使用高Q值電感器（與陶瓷諧振器相比）往往會略微降低相位噪聲。基于電感的諧振電路的相位噪聲在25kHz時為-107dBc/Hz，在300kHz時為-127dBc/Hz。

MAX2620輸出均具有集電極開路，需要外部元件上拉至電源電壓。50Ω電阻與50Ω系統的輸出相匹配，但電阻會破壞輸出功率。要獲得最大輸出功率，請使用上拉電感，如圖5中的緩沖器輸出所示。電感電路的集電極開路輸出阻抗應通過適當的匹配網絡與所需的負載阻抗相匹配。

實現最佳振蕩器性能的一個關鍵因素是印刷電路板布局。為了盡量減少寄生元件的影響，請移除構成諧振電路的元件下方和周圍的印刷電路板接地層。為了盡量減少寄生電感，走線長度應盡可能短。將去耦電容（引腳1、4和7接地）盡可能靠近MAX2620封裝，直接連接到接地層。圖5中的電容必須具有0805或更小的基底面。

MAX2620作為當今無線耳機中RF VCO的高性價比、低功耗振蕩器，提供了過去需要許多分立元件的特性。其雙緩沖輸出提供負載隔離，其內部調節單元提供與電源波動隔離。采用+3V電源供電時的功耗僅為27mW。MAX2620實現了極低的相位噪聲，其外部諧電流允許設計人員根據給定應用定制振蕩器電路。

審核編輯：郭婷