在本文中，我們將討論為什么分立式實現無法提供高精度的電阻電流檢測。

分立放大器和一些外部增益設置電阻可用于提高電流檢測電阻兩端的電壓。 雖然這種分立式解決方案具有成本效益，但由于外部元件的匹配有限，它們無法提供高精度。 嘗試使用高精度電阻網絡可以抵消使用簡單分立解決方案可能節省的成本。

電阻電流檢測的分立式實現

在一個
上一篇文章，我們討論了基于運算放大器的同相配置可用于檢測和增益低側電流檢測電阻兩端的電壓。 同相配置具有單端輸入，并檢測其相對于地的輸入電壓。 這就是為什么我們不能在高端檢測配置中使用該放大器的原因。

另一方面，經典差動放大器具有差分輸入。 由于它檢測分流電阻器兩端的壓降，而不是節點相對于地的電壓，因此可用于低側和高側電流檢測應用，如 圖1.

在本文中，我們將討論使用差動放大器時可能影響精度的兩個重要誤差源。

圖1. 在（a）低端和（b）高邊電流檢測中使用差動放大器。

共模抑制比：關鍵特性

共模抑制比是差分輸入放大器抑制兩個輸入共有的信號的能力。 放大器的傳遞函數可以表示為：

[v_{out}=A_{dm}v_3z7dhrbd+A_{cm}v_{c}]

等式 1.

其中\\（A_{dm}\\）和\\（v_3z7dhrbd\\）分別是放大器的差模增益和放大器輸入端的差分信號。 類似地，\\（A_{cm}\\） 和 \\（v_{c}\\）
是施加到放大器的共模增益和共模信號。 根據 等式 1，放大器輸出端出現的電壓是輸入共模值的函數。 在
圖1（b），理想情況下，我們期望輸出是差分信號V的函數分流。 然而，實際上，輸出也是電源電壓V的函數。 供應。

當我們改變 V 時供應，放大器輸入端的共模信號，因此放大器的輸出電壓發生變化。 即使我們保留 V 也會發生這種情況分流
不斷。 為了減少這種非理想效應，我們需要使共模增益厘米
遠小于差模增益A分米。 共模抑制比（CMRR）定義為差分增益除以共模增益，它規定了放大器在放大差分信號時抑制共模信號的能力。

分立式實現具有低 CMRR

考慮 中所示的差動放大器 圖2.

圖2.

對于理想的運算放大器，差動放大器的傳遞函數由下式給出：

[v_{out}=\\frac{R_{4}}{R_{1}}\\times\\frac{R_{1}+R_{2}}{R_{3}+R_{4}}\\timesv_{A}-\\frac{R_{2}}{R_{1}}\\times v_{B}]

對于\\（\\frac{R_{2}}{R_{1}}=\\frac{R_{4}}{R_{3}}\\），我們有：

[v_{out}=\\frac{R_{2}}{R_{1}}\\left（v_{A}-v_{B}\\right）]

等式 2.

這個公式表明，任何共模電壓都將被放大器完全抑制，即\\（v_{A}=v_{B}\\），我們有\\（v_{out}=0\\）。 然而，在實踐中，差動放大器的共模抑制將受到限制，因為比值\\（\\frac{R_{2}}{R_{1}}\\）不完全等于\\（\\frac{R_{4}}{R_{3}}\\）。
可以顯示 差動放大器的CMRR由下式給出：

[CMRR\\simeq \\frac{A_3z7dhrbd+1}{4_{t}}]

等式 3.

Ad是差動放大器的差分增益，等于 R2/R1; t是電阻容差。 例如，當差分增益為1%和0.1%電阻時，我們有：

以dB表示該值，我們得到的CMRR約為54 dB。 請注意， 等式3基于運算放大器是理想且具有非常高的CMRR的假設得出的。 如果運算放大器的CMRR不比公式3獲得的值大多少，則需要使用 更復雜的方程。

集成解決方案可導致高 CMRR

因此，即使使用理想的運算放大器，差動放大器的CMRR也相對較低，并受到增益設置電阻匹配的限制。 為了解決這個問題，我們可以使用一系列匹配的電阻網絡，例如LT5400.LT?5400 是一款四通道電阻器網絡，具有 0.005% 的出色匹配，可用于創建具有高 CMRR 的差動放大器，如
圖3.使用匹配的電阻網絡，應該可以實現約80 dB的CMRR。

圖3. 電阻陣列可用于創建具有非常高CMRR的差動放大器。 圖片由 凌力爾特

分立放大器和一些外部增益設置電阻可被視為低成本電流測量解決方案。 但是，如您所見，增益設置電阻的匹配決定了放大器的CMRR。 嘗試使用單獨的高精度電阻網絡可以抵消使用簡單差動放大器可能節省的成本。

我們可以使用完全單片的解決方案，例如 AMP03ADI公司將激光調整電阻集成到精密運算放大器封裝中，以實現電阻之間的高度匹配。 這種集成解決方案可以獲得大于100 dB的CMRR。

另一個誤差源：增益設置電阻的溫度漂移

增益設置電阻的溫度漂移是影響測量精度的另一個因素。 如上所述，增益設置電阻的容差決定了放大器在室溫下的初始精度。 但是，為了使電阻比恒定，電阻在工作溫度范圍內應表現出類似的行為。

為了更好地理解溫度漂移如何產生增益誤差，讓我們考慮一個例子。 假設電阻值在 等式2 R1=5 kΩ 和 R2=100kΩ。 此外，假設電阻的溫度系數為±50 ppm/°C，環境溫度可能比參考溫度（室溫）高100°C。

差分增益的最大值和最小值是多少 R2R1R2R1？

高于基準溫度100 °C的溫升可使±50 ppm/°C電阻的值改變±0.5%。 因此，最大差分增益由下式給出：

最小增益由以下公式獲得：

請注意，電阻器可能會沿相反方向漂移。 在本例中，1%的增益誤差僅由漂移效應引起，因為我們假設電阻在室溫下具有其標稱值。

有趣的是，對于匹配的電阻網絡，例如 LT5400 或完全單片式電流檢測解決方案，集成電阻器可以表現出近乎完美的初始誤差和溫度漂移匹配。
圖5.

圖5. 圖片由 維沙伊

在此圖中，橙色線表示單個±50ppm/°C電阻的值變化限值，當溫度從參考溫度（20°C）向任一方向變化時。 紅色曲線表示匹配電阻陣列的四個集成電阻的溫度行為。

雖然來自匹配電阻網絡的單個電阻可以表現出±50ppm/°C的溫度系數，但四個集成電阻的溫度行為非常匹配。 電阻值隨著溫度的變化而相互跟蹤。 這些匹配電阻使我們能夠在工作溫度范圍內保持放大器增益相對恒定。

結論

分立放大器和一些外部增益設置電阻可用于提高電流檢測電阻兩端的電壓。 雖然這種分立式解決方案具有成本效益，但由于外部元件的匹配有限，它們無法提供高精度。

增益設置電阻的匹配決定了放大器的CMRR。 為了實現高CMRR，電阻的初始誤差和溫度漂移需要近乎完美的匹配。 這就是為什么集成解決方案可以輕松擊敗CMRR方面的離散實現。 請注意，嘗試使用單獨的高精度電阻網絡可以抵消使用簡單分立解決方案可能節省的成本。