本應用筆記探討了減少Maxim Teridian?電能計量IC產品組合中串擾和不準確等不良副作用的方法。在簡要介紹ADC輸入之后，本文討論了不同電容和電阻對計量IC的影響，以及使用鐵氧體磁珠來降低RF敏感性。

介紹

本應用筆記討論了連接到Maxim系列Teridian電能計量IC模擬輸入端的外部濾波器的設計。在大多數情況下，這些外部濾波器將是低通濾波器，有助于抑制高頻信號，例如來自光伏逆變器的噪聲。討論了過濾器設計和組件選擇的注意事項。遵循這些準則將確保避免不必要的副作用，例如串擾、溫度不準確或負載電流相移。

基本ADC輸入概念

Teridian 71M6531/71M6532/71M6533/71M6534系列IC的ADC輸入多路復用到無緩沖的開關電容網絡。圖1顯示了當多路復用開關在一個輸入上閉合時，該網絡的理想簡化等效電路。有兩個時鐘（θ1 和 θ2）驅動異相 180 度的開關（P1 和 P2）。

圖1.開關電容輸入網絡的簡化等效電路。

當P2閉合時，P1斷開，電容（C）充電至V的輸入電平在.當P2打開而P1閉合時，就會發生相反的情況，即電容電荷被轉移到表示為V的FIR濾波器外.由于時鐘的頻率約為5MHz，因此理想情況下，傳輸應在大約2/（5MHz）范圍內發生。Maxim建議在ADC輸入端使用1000pF電容作為“電荷”儲能器，以促進這種傳輸。此外，Maxim建議在相電流ADC輸入端使用串聯電阻，以平衡相電壓電阻分壓器串上的750Ω端接電阻。Maxim在演示板中使用750Ω電阻，如圖2所示。

圖2.演示板電壓和電流輸入電路。

圖3顯示了元件對開關電容等效電路的影響。它包括輸入多路復用器和P2開關的阻抗。

圖3.帶 RC 輸入的開關電容器網絡。

有關P2閉合且P1斷開時開關電容（C）上的電壓，請參見公式1。設計目標是在開關 P1 閉合之前讓 VC 穩定大約 5 tau。如果不穩定，則效應變為A/D通道中的增益失調。只要失調不超過2倍（即CAL_Ix和CAL_Vx的范圍），就可以通過幅度校準來補償該增益失調。

（公式1）

如果需要或需要，低通濾波器可以代替平衡電阻和儲能電容。上面討論的開關電容網絡ADC輸入的概念有助于理解該電阻的選擇以及ADC精度的電容值。

選擇電容器的類型

根據元件的用途，選擇的電容器類型可能是一個重要因素。如果電容器用作儲能電容器以促進開關電容器網絡中的電荷轉移，則可以使用X7R型電容器。該儲能電容使用推薦的Maxim值（1000pF和750Ω）和阻抗平衡電阻構成低通濾波器。該低通濾波器形成一個212kHz、3dB的頻率點，對目標頻率響應的影響極小，通常高達基頻的20次諧波。

如果使用抗混疊濾波器或抑制高頻噪聲的濾波器（通常是低通濾波器），這些濾波器類型通常會形成較低的3dB頻率點，影響基頻增益和相位。在這些情況下，電路元件的選擇更為關鍵。

由于其特性，NPO型電容器將是電容器的更好選擇。它在整個溫度范圍內比 X7R 型電容器更穩定，通常為 ±30ppm/°C vs. ±15%（-55°C 至 +125°C 范圍內為 ±883ppm/°C）。此外，NPO型電容器的低交流頻率和電壓特性優于X7R型電容器。

圖4顯示了50Hz小幅度信號對NPO型和X7R型電容器的影響。被測試的NPO型電容器具有幾乎相同的響應，但X7R型電容器顯示出電壓系數。隨著儀表負載電流的變化，電容的這種變化是Wh隨相位變化不準確的來源。

圖4.50Hz幅度信號對NPO型和X7R型電容器的影響。

圖5以電容變化百分比的形式顯示了這種不精度。為了說明這種效果，請考慮一個典型的200A電流。有效值使用電流互感器 （CT） 的儀表，校準電流為 30A有效值用于室溫下的幅度和相位。如果電流ADC輸入端帶有負載電阻的CT傳感器的交流電壓為0.177V有效值在 200A 時有效值，則交流電壓為200A有效值儀表校準電流為 30A有效值為 0.027V有效值.電容的變化約為1.5%。當功率因數（PF）從1.0變為0.5時，這種差異成為電流通道上的未補償相移，并成為Wh讀數不準確的來源。

圖5.由于電容漂移導致的不準確。

最后，NPO型電容器比X7R型電容器具有更好的老化特性。圖6顯示，X7R電容隨時間推移而減小。這種減少是由電容器內電偶極子的松弛或重新對齊引起的。NPO型電容器不會遇到這種現象。

圖6.老化電容器的影響。

選擇電阻器類型

為平衡電阻或低通濾波器選擇的電阻類型不如所選的電容器類型重要。平衡電阻和低通濾波器均可使用1%電阻，因為它們通常成本較低，并且在幅度校準期間對其容差進行補償。應注意為低通濾波器選擇最佳溫度系數，以減少Wh精度在整個溫度范圍內的不準確性。

射頻抑制濾波器

電表設計面臨的最大挑戰之一是射頻敏感性。隨著功率計內用于自動抄表（AMR）的更強大的無線電設備的出現，計量IC附近的RF場已經超過了計量標準中列出的水平。為了抑制這些RF場，許多電表設計人員使用鐵氧體磁珠來“燃燒”這些RF能量。

典型的方法是將鐵氧體磁珠放置在相電壓和相電流進入印刷電路板（PCB）的點處，以在RF能量進入任何電路之前“燒掉”RF能量。然而，似乎有一種設計趨勢，即把鐵氧體磁珠放在更靠下線的地方，在某些情況下，直接放在計量IC的ADC輸入端。這種趨勢可能是由于天線位置，射頻能量仍然進入PCB的電路。

Maxim發現，將鐵氧體磁珠與71M653X的ADC輸入直接串聯會導致Wh讀數隨溫度變化不準確。這些不準確性是由鐵氧體磁珠電感與開關電容器網絡的相互作用引起的。鐵氧體磁珠被建模為電感和電阻。圖7顯示了開關電容網絡的簡化等效電路，其中包括鐵氧體磁珠模型。

圖7.帶鐵氧體磁珠的開關電容器網絡的簡化等效電路。

當P2閉合而P1開路時，模型成為經典的RLC電路。等式2、3和4顯示了該電路的電流環路計算結果。

（公式2）

哪里

（公式3）

阻尼系數是

（公式4）

阻尼因子的值決定了電流的行為。

如果δ > 1，即過阻尼，則計算

（公式5）

如果 δ = 1，即臨界阻尼，則計算

如果δ < 1，即阻尼不足，則計算

和

（公式8）

為了計算阻尼因子值，需要確定鐵氧體在信號頻率下的L和R。以村田制作所BLM15HD102SN1D的特性為例，如圖8所示。L 約為 1μH，R = 0.1Ω（在此討論中使用直流電阻），范圍為 50Hz 至 60Hz。

圖8.用于計算阻尼系數值的示例特性。

使用這些值和 R西 南部= 50Ω，阻尼系數為0.08，即欠阻尼。圖9顯示了底部信號中這種欠阻尼響應的衰減振蕩響應。

圖9.ADC輸入端帶鐵氧體磁珠的開關電容電壓。

在圖9中，單端ADC輸入為0.25V。紅色信號為 P1。藍色信號是開關電容（C）兩端的電壓，L = 1μH， R = 0.1Ω， R西 南部= 50Ω，C = 10pF。綠色信號是開關電容 （C） 兩端的電壓，L = 2μH， R = 0.1Ω， R西 南部= 50Ω，C = 10pF。

請注意，當L值隨溫度從1μH變化到2μH時，響應會發生變化。由此產生的偏移值與室溫下補償的幅度不同，即使在PF = 1時，Wh讀數也會產生不準確。由于這種效應，Maxim建議不要將鐵氧體磁珠直接與ADC輸入串聯。

如果在計量IC附近使用鐵氧體磁珠，Maxim建議將其放在平衡電阻和儲能電容之前（見圖10）。

圖 10.建議在ADC輸入附近放置鐵氧體磁珠。

圖11顯示了這種放置在頂部信號中的影響。在 P1 閉合之前，響應會迅速減弱。另一種方法是在鐵氧體磁珠和ADC輸入之間放置一個電阻，并改變阻尼因數。

圖 11.ADC輸入端具有鐵氧體磁珠和RC的開關電容電壓。

在圖11中，單端ADC輸入為0.25V。紅色信號為P2。藍色信號是開關電容 （C） 兩端的電壓，L = 1μH、R = 750Ω 和 C = 1000pF。

結論

由于采用無緩沖開關電容網絡，因此在選擇與Teridian電能計量IC的Maxim產品組合的ADC輸入接口的濾波器元件時必須小心。正確的選擇將避免副作用，例如串擾、溫度范圍內的不準確性或由于負載電流上的額外相移而導致的不準確性。

審核編輯：郭婷