作者：Michal Gwozdz and Ryszard Porada

傳統上，具有無源LC元件的系統，例如容量補償器，高次諧波諧振無源濾波器或具有通過優化方法確定的結構和參數的濾波器，用于補償電力用戶對電網施加的功率因數和其他負載效應。然而，涉及電力電子系統的負載的廣泛使用會導致電壓和（特別是）電流波形嚴重失真，甚至導致大量直流電流流入電力變壓器次級。對于這些類型的負載，上述補償系統的類型通常被證明是不令人滿意的。如今，電源系統工程師更有可能考慮使用其他類型的補償器，特別是有源電源濾波器或混合系統（帶有無源LC元件的電源濾波器，如參考文獻2，3，6，7，8，9，11中所述的那些）來提高系統效率。

最近開發補償方法的方法旨在開發一種能夠實現動態補償（實時）并且更能抵抗電網或電力用戶干擾的補償器。其目標包括優化電源（電網）看到的負載。根據Fryze的建議[5]和隨后的發展[4，10，12，13]，有必要消除流過電源的差分電流（在扭曲的負載電流和理想形式的電流（即同相正弦波）之間）以實現這種補償。從概念上講，這可以通過產生和注入與差分電流相等且相位相反的電流來完成。在實踐中，很難獲得這樣的來源;真正需要的是具有參數元件或受控電流電源的有源系統。

有源濾波器的結構

在本文中，我們考慮一種建議，即使用數字信號處理計算機技術控制的電力電子電流源來實現有源并聯濾波器（替代名稱為：差分電流補償系統或補償器），以實現最佳補償。假設目標是差分電流的動態補償，即負載電流之間的差值我L (t） 和參考電流我裁判 (參考電流是使用文章[10]中建議的方法計算的最佳有功電流。圖1顯示了系統的框圖。

圖 1.有源濾波器框圖。

活動過濾器由以下模塊和元素組成：

控制模塊（CM），基于具有數字信號處理（DSP）的微機系統

電力電子電流源形式的執行模塊 （EM）

電壓 （VT） 和電流 （CT） 傳感器 [LA55–P 和 LV25 型 （LEM）?)]

有源濾波器控制過程分兩個階段進行：

確定基準電流我裁判(t)

所需補償器電流的動態整形形式

我INV(t) = 我L (t) - 我裁判 (t)

補償過程的質量和動態特性主要取決于用于計算基準電流參數的方法。Akagi等人的瞬時無功功率理論[1]通常用于控制功率有功濾波器。作者認為，該理論不能滿足能源/接收器系統中功優化的要求。優化的總體目標是最小化源電流的異相分量，減少正弦波形的失真，并最大限度地減少從源到接收器傳輸能量時的有功功率損耗。為了確定具有這種特性的電流，我們應用了[10]的變分方法。結果，我們得到了一個描述最佳源電流（目標參考電流）的表達式，其分析形式如下：

我裁判(t) = 一個i（t) = ek（t) eG（t） e（T） = A裁判(t） e（t)

其中：e（t）為電壓源，eG（t）形式的等效電導：eG (t) = 一個P （t） / E2 (t），其中：一個 P （t） 和 E （t） 是有功功率和均方根電壓源的瞬時值 [10]。參考信號的頻率和相位對應于電壓源的一次諧波e（t）的合適值。

為了有效地實現整個控制過程，CM分為兩個子模塊：

識別模塊 （IM），用于計算頻率 ω裁判，階段 φ裁判和振幅 A裁判，參考電流我裁判 (t），

決策模塊 （DM），執行以下任務：

整形有源濾波器的幅度和相位特性，以獲得反饋環路中的寬帶傳輸和高開環增益。這對于確保非線性電流的高度補償以及在各種負載參數條件下穩定工作是必要的，

消除脈沖寬度調制（PWM）的寄生產物，用于發電我裁判，來自反饋信號。

硬件和軟件

補償器的原型模型采用ADI公司的ADDS–2106x-EZ-KIT微型計算機系統和ADSP-21061 SHARC浮點數字信號處理器。之所以需要這種高性能系統，是因為識別模塊（IM）中實現的算法和適當塑造有源濾波器的傳頻特性都需要高計算能力。必須確保在各種負載參數變化的條件下，在反饋閉環中工作的所有系統的穩定性裕度。?

該評估系統是在增加通用模擬和數字輸入/輸出模塊類型ALS100的情況下開發的，該模塊由P.E.P. ALFINE設計，作為ADDS-2106X-EZ-KIT的擴展。該模塊（圖2）專為電力電子應用而設計，包括A / D和D / A轉換器，以及PWM發生器和系統控制臺（LCD和KBD）。與主機PC的通信是通過DSPHOST程序控制的RS-232端口建立的。

圖 2 顯示了控制模塊的硬件和軟件結構。控制程序的主要模塊是用C語言編寫的（ADDS–21000–SW–PC v. 3.3），時間關鍵程序是用匯編程序編寫的。

控制模塊包括：

測量電阻（R），與傳感器合作，

AD7864四通道、同步采樣模數轉換器。

使用ADMC201運動協處理器的PWM發生器，

系統控制臺 （SC），

參考電流參數（SIM）的軟件識別模塊，

軟件決策模塊（SDM）與加法器（Σ）協作，計算錯誤信號的當前值;即基準電壓源和補償器電流之差。

圖 2.控制模塊（CM）的硬件和軟件結構

SIM卡（圖3）由三個獨立的模塊組成：基準的軟件頻率標識符（SFI）、基準的軟件幅度標識符（SAI）和合適參考值的軟件同步器（SSYNC）。

圖 3.軟件識別模塊 （SIM） 的軟件結構

SFI使用電源電壓預濾波方法，借助通帶FIR濾波器（F1），以消除高諧波并提高識別算法的抗噪性[14]。接下來，對信號進行希爾伯特變換以獲得其解析形式（時域中的復信號）。它允許消除頻率軸負極部分的頻率積，并將識別時間減少到12 ms以下。與本設計的20 ms（50 Hz）電源電壓周期相比，這是一個很短的時間，并且也比16 Hz系統的7.60 ms周期短得多。[14]復數信號經過數字傅里葉變換（DFT）以計算其基本頻率。這是通過DFT和MAX模塊實現的。以這種方式計算，基本頻率的值用于控制調諧濾波器（F5），一個高Q值，IIR型濾波器。F5濾波器實際上是參考電流發生器;其輸出信號頻率等于市電電壓頻率u2 (t）。

基準電流的幅度在SAI模塊內計算，該模塊基于負載-電壓和負載-電流樣本，存儲在圓形緩沖器CB2和CB3中。

同步塊 SSYNC 消除了不同延遲時間的影響，這些延遲時間涉及 SFI 和 SAI 模塊內的計算。最后，SSYNC連接合適的基準電流頻率和幅度值。基準電流發生器（在本設計中）的識別和同步總時間約為18 ms。

決策模塊以 2 的形式實現德·訂購系數恒定的FIR濾波器;其頻率透射率模型由下式給出：

|T福克(Ω)|= （1 + cos （Ω）） / 2

濾波器正常工作的基本條件是系統采樣頻率是PWM載波頻率的兩倍（在本系統中：30和15 kHz）。

執行模塊是電力電子控制的電流源，它使用高度集成的智能功率模塊（IPM）型PM50RSA120（三菱）和電感線圈LINV.該線圈還限制了PWM的寄生產物。

電流源的一般能量來源是逆變器（IPM）直流電路內的電容器。逆變器借助快速光電耦合器與控制模塊耦合。

原型系統的性能

針對不同類型的負載和供電條件，對上述電力電子電流源和單相有源補償系統原型模型進行了實驗測試。以下是一小部分測試結果。

圖4的波形顯示了參考信號的矩形形狀我裁判 (t），電流源 i 的輸出電流S (t） 和反饋信號我福克 (t）（圖4a）和這些量的頻譜分析結果（圖4b）。電流源的帶寬（-3 dB）等于3.2 kHz，非均勻幅度特性為0.4 dB。該頻段內輸出電流的總諧波失真 （THD） 為 0.7%，在 0.2kHz 帶寬內為 0.5%。

a)

b）

圖 4.參考信號矩形情況下電流源原型系統的研究結果：a）選定數量的波形;b） 頻譜分析。

圖5和圖6說明了整個有源濾波器的工作原理。失真電流的來源（圖5）是一個簡單的單二極管整流器，具有RL型負載（電阻和電感的串聯連接）。這是一個特別不利的情況，因為它同時產生具有直流分量和無功功率的強烈失真電流。源電壓波形，uS和負載電流，我L， 電網，我S、有源濾波器、iINV和參考信號，i裁判如圖所示。5a—以及選定量的頻譜分析結果（圖5b）。圖6顯示了RC負載4二極管橋的類似數量，這是大多數消費電子電源組的典型配置。

a)

b）

圖 5.具有強非線性無源接收器（單二極管RL負載整流器）的有源濾波器原型模型的研究結果：a）選定電壓和電流量的波形;b） 頻譜分析。

a)

b）

圖 6.帶有RC負載的4二極管橋的有源濾波器原型模型的研究結果：a）選定電壓和電流量的波形;b） 頻譜分析。

與電流源的情況一樣，有源補償的差分電流系統提供了參考信號的良好映射，我裁判 (t），在識別模塊中計算。電網電流與電網電壓波形同相（因為所謂的無功功率補償），其較高的諧波值大大降低。有源濾波器輸入電流的THD值，i3 (t），低于 1%。

結論

我們在這里展示了一種系統，該系統能夠通過消除差分電流來實現實時最佳補償，采用使用PWM的電力電子控制電流源。包括功能框圖和系統工作原理的描述，該系統由數字信號處理器控制。在系統上對各種負載進行的測試的測量結果表明，補償器非常有效。它大大降低了輸入電流的非線性失真（THD<1%）和對電源無功功率的要求。識別參考信號參數的延遲約為12 ms（大大小于電源頻率的一個周期），總頻率識別誤差為0.1%。總的來說，原型模型的所有研究結果表明，補償器系統對參考信號的映射非常好，并且源電流的高次諧波顯著降低。

審核編輯：郭婷