高功率密度的電源要怎么設(shè)計(jì)?

隨著時(shí)代的發(fā)展，電源被設(shè)計(jì)得越來越小，卻越來越高效，而在節(jié)能倡議和客戶期望的推動(dòng)下，電源還需要具有功率因子校正(PFC)功能。通過減少諧波含量和被動(dòng)電源引起的電力線損耗來降低對(duì)交流市電基礎(chǔ)設(shè)施的壓力，這給電源設(shè)計(jì)人員帶來了不小的挑戰(zhàn)。

本文將討論一個(gè) 300 W、20 V 單相交流輸入電源設(shè)計(jì)，該電源具有超過 36 W/in3 的高功率密度，且滿載效率為94.55%。表1 總結(jié)了其關(guān)鍵性能特征，圖1 顯示了該電源。經(jīng)由先進(jìn)的圖騰柱 PFC 控制器控制前端 PFC，且 PFC 由 GaN 集成驅(qū)動(dòng)器所驅(qū)動(dòng)，后端由頻率 500 kHz 的高頻 LLC 級(jí)，配合輸出同步整流，可實(shí)現(xiàn)高功率密度。

表 1. 300 W 超高密度電源性能總結(jié)

圖 1. 300 W 超高密度電源

功率因子校正 — 頻率箝位臨界導(dǎo)通模式

標(biāo)準(zhǔn)電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2 所示，由一個(gè)整流器和一個(gè)輸入升壓級(jí)組成。輸入整流器級(jí)中存在高損耗，不僅會(huì)降低效率，還會(huì)增加電源的尺寸。我們將使用圖2 中的電路來解釋超高密度電源的圖騰柱 PFC 控制器中使用的頻率箝位臨界導(dǎo)通模式。

圖 2. 橋式整流器后接單相 PFC 級(jí)

有源整流或功率因子校正的目的是調(diào)節(jié)輸入電流 iIN 與輸入電壓 vIN 成比例且同相位。此時(shí)電路就等同于一個(gè)理想電阻，其功率因子等于 1，且無諧波失真。然而實(shí)際上，要實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)會(huì)受到眾多限制。

圖2 所示的電路需要控制兩個(gè)變量：大電容或總線電容上的電壓 VBUS ，和電源周期內(nèi)的輸入電流 iIN。通過將總線電壓設(shè)置為高于交流輸入電壓的峰值，可以使用升壓級(jí)控制兩個(gè)獨(dú)立變量(允許總線電壓出現(xiàn)低頻交流紋波)。進(jìn)而控制一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均輸入電流 iIN ，與一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均輸入電壓 vIN 成比例。NCP1680 圖騰柱 PFC 控制器以接近臨界導(dǎo)通模式的非連續(xù)導(dǎo)通模式運(yùn)行。

將 t1=tON 定義為電感充電(累積能量)的導(dǎo)通時(shí)間，t2 定義為部分關(guān)斷時(shí)間，此時(shí)電感(存儲(chǔ)的能量)提供泄磁電流，t3 定義為另一部分關(guān)斷時(shí)間，此時(shí)電感電流隨開關(guān)和其他輸出電容振蕩，T=tON+t2+t3，L 為電感，非連續(xù)導(dǎo)通模式下 iIN 與 vIN 的關(guān)系為：

我們將通過數(shù)學(xué)模型來分析控制方法，并透過 T、tON、t2 和 t3 的圖形顯示。我們可以看到，iIN 和 vIN 之間有可能成正比的關(guān)系式。tON 項(xiàng)來自設(shè)計(jì)帶寬在 5 到 10 Hz 之間的低帶寬控制環(huán)路;因此，它在最低頻率為 30 kHz 的快速開關(guān)周期內(nèi)保持恒定。

如果 t3 為零，則 t1 + t2 項(xiàng)將與 T 相抵。但是，t3 通常不為零，因此我們需要對(duì)此進(jìn)行處理。我們調(diào)整 tON 值，使 iIN 與 vIN 成比例。

電感值和數(shù)據(jù)手冊中的 tONMAX 值決定了給定輸入電壓和假定效率 η 下的最大輸出功率。

一般來說，t3 永遠(yuǎn)不會(huì)是零(我們稍后將討論)，因此我們需要通過一個(gè)因子來微調(diào) tON 的值。t1、t2 和 T 的值源自前一個(gè)開關(guān)周期。

因此，即使 t3 不為零，現(xiàn)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均輸入電流 iIN 也與一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均輸入電壓 vIN 成比例。

PFC 控制回路的低帶寬意味著對(duì)負(fù)載變化的響應(yīng)較慢。PFC 控制器測量總線電壓。如果負(fù)載顯著增加，則總線電壓將降低。如果它降低到一定電平以下，PFC 控制器將啟動(dòng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)增強(qiáng)器 (DRE)，它能有效使 tON 的值暫時(shí)增加，從而實(shí)現(xiàn)更好的負(fù)載調(diào)節(jié)。如果總線電壓超過某個(gè)電平，則控制電壓會(huì)分四階段下降到零，每階段持續(xù) 100 μs，直到總線電壓降下來。(如果它超過一個(gè)更高的電平，則立即停止開關(guān))。

回到關(guān)于 T、t1、t2 和 t3 波形的討論，圖3 顯示了圖2 中的升壓電路，使用一個(gè)脈沖模擬激勵(lì)時(shí)的波形，并顯示導(dǎo)通時(shí)間 t1 和關(guān)斷時(shí)間 t2 中的電感電流波型。由于只有一個(gè)脈沖，因此沒有定義 T 和 t3。該圖旨在確定再次導(dǎo)通的最佳時(shí)間，分別標(biāo)記為 P、Q 或 R 的時(shí)間點(diǎn)。為便于說明，在用于生成這些波形的模擬中，將輸出開關(guān)電容設(shè)置為高于常用值。

如果 MOSFET 在標(biāo)記為 P 的時(shí)間導(dǎo)通，則電路器件以零電流、高電壓導(dǎo)通。存儲(chǔ)在 MOSFET 和寄生電容中的能量必須通過 MOSFET 溝道放電，這會(huì)造成損耗。如果 MOSFET 在標(biāo)記為 Q 的時(shí)間導(dǎo)通，則電路器件也會(huì)以零電流導(dǎo)通，但電壓要比之前低得許多。存儲(chǔ)在 MOSFET 中的能量也比之前低得多，因此將顯著降低導(dǎo)通能量 (EON) 損耗。如果 MOSFET 在標(biāo)記為 R 的時(shí)間導(dǎo)通，導(dǎo)通損耗會(huì)略高，因開關(guān)周期之間的時(shí)間較長，而使得開關(guān)頻率較低：總功耗是 EON 乘以頻率。

圖 3. 單脈沖激勵(lì)升壓電路

我們假設(shè)最小輸入電流峰值為 1 A。t1 時(shí)間非常短，可能是 5 μs，然后是稍長的 t2 時(shí)間。所以 t1 + t2 是 11 μs，而不是我們在圖3 中看到的大約 45 μs。如果開關(guān)在漏極電壓的第一個(gè)波谷打開，則開關(guān)頻率會(huì)高得許多，而在最后一個(gè)波谷打開，則開關(guān)頻率會(huì)降低許多。

對(duì)于 300 W 應(yīng)用中的圖騰柱控制器，NCP1680AA 版本的開關(guān)頻率最高限制為 130 kHz。對(duì)于大電流開關(guān)周期，其開關(guān)周期較長，因此開關(guān)頻率較低。對(duì)于小電流開關(guān)周期，開關(guān)頻率將增加到 130 kHz。當(dāng)達(dá)到此頻率限制值時(shí)，其頻率將被箝位直到下一個(gè)脈沖，此脈沖在 1/130 kHz 時(shí)間之后出現(xiàn)。在輕負(fù)載時(shí)，頻率折返有助于提高效率，始終確保頻率高于 25 kHz 的頻率箝位限制，以確保沒有音頻范圍內(nèi)的噪聲出現(xiàn)。有關(guān) NCP1680 的更多詳細(xì)信息，請參閱數(shù)據(jù)手冊[1]。

功率因子校正 — 集成GaN驅(qū)動(dòng)器

圖2 所示電路包括 4 個(gè)橋式整流二極管和 1 個(gè)升壓二極管。本文介紹的 300 W 電源具有高效率的三個(gè)原因之一是采用了去除了橋式整流器的圖騰柱拓?fù)洌⑹褂每焖匍_關(guān) MOSFET 取代升壓二極管。圖騰柱拓?fù)淙コ苏髌鳎唧w說明如下——考慮下面圖4a 中的電路。電感、電容、MOSFET S1 和標(biāo)記為 S2 的二極管構(gòu)成了一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)升壓電路，并于正半周期間工作。旁路二極管可防止在啟動(dòng)或特定異常情況下發(fā)生電感飽和。標(biāo)記為 SR1 的整流二極管在正半周期間導(dǎo)通，并在輸入電壓處于負(fù)相時(shí)阻止動(dòng)作。

圖4b 中的電路顯示了負(fù)半周期間所需的升壓電路。電感、電容、MOSFET S2 和標(biāo)記為 S1 的二極管構(gòu)成標(biāo)準(zhǔn)升壓電路的負(fù)半周版本，并在升壓電路導(dǎo)通路徑中配備了一個(gè)整流二極管 SR2。

圖 4. 正相和負(fù)相升壓電路

圖5 顯示了圖4 中的電路與圖騰柱 PFC 標(biāo)準(zhǔn)電路圖的組合。電路中有兩個(gè)二極管(SR1 和 SR2)，可以用 MOSFET 代替，以獲得更高的效率。這些二極管在圖騰柱工作期間導(dǎo)通，但切換頻率只有 50/60 Hz。旁路二極管僅在啟動(dòng)(浪涌電流期間)時(shí)導(dǎo)通，因此使用 MOSFET 代替它們沒有任何好處。

圖 5. 采用二極管的圖騰柱 PFC 電路

圖6 顯示了采用高速 GaN HEMT 和低速超結(jié) MOSFET 的圖騰柱 PFC 拓?fù)洹Ｔ谡胫懿ㄆ陂g，SR1 在整個(gè)周期內(nèi)導(dǎo)通，并為圖4a 所示的同步升壓電路提供接地路徑。S1 動(dòng)作如異步升壓級(jí)中的升壓開關(guān)，S2 動(dòng)作如異步升壓級(jí)中的升壓二極管。同樣，在負(fù)半周波期間，SR2 在整個(gè)周期內(nèi)導(dǎo)通，并為圖4b 所示的電路提供接地路徑。在異步升壓級(jí)中，S2 充當(dāng)升壓開關(guān)，S1 則充當(dāng)升壓二極管。

圖 6. 采用 LLC GaN 半橋和 SJ MOSFET 的圖騰柱 PFC 電路

組件 SR1 和 SR2 在低頻下開關(guān)，因此它們可以是低速器件，電源使用超結(jié) MOSFET 實(shí)現(xiàn)此功能。需要附加電容，如果不加電容，過零點(diǎn)轉(zhuǎn)換太快，會(huì)導(dǎo)致潛在的 EMI 問題。如果電容太大，則 THD 性能會(huì)變差。NCP1680 控制器具有特殊的過零點(diǎn)序列脈沖，可優(yōu)化過零點(diǎn)性能。

組件 S1 和 S2 使用集成 GaN 驅(qū)動(dòng)器器件實(shí)現(xiàn)。這些器件將 GaN 器件和驅(qū)動(dòng)器集成到一個(gè)封裝中，從而降低線路寄生電感并解決了驅(qū)動(dòng) GaN 器件的復(fù)雜性。集成 GaN 驅(qū)動(dòng)器安裝在 IMS 基板上，以便在此設(shè)計(jì)中實(shí)現(xiàn)更好的冷卻，進(jìn)而無需在 PCB 上安裝體積龐大的散熱器。采用集成驅(qū)動(dòng)器 GaN 器件是該 300 W 電源的功率密度如此之高的第二個(gè)原因。

功率因子校正 — NCP1680 圖騰柱 PFC 控制器

圖7 顯示了 300 W 超高密度電源的主要電路。上一節(jié)中描述的圖騰柱電路位于圖的左側(cè)，由 NCP1680 驅(qū)動(dòng)。圖騰柱中的電感帶有一個(gè)輔助繞組，連接到圖騰柱 PFC 控制器。

圖騰柱 PFC 電路中 PFC 功能的工作原理與上一節(jié)介紹的標(biāo)準(zhǔn)升壓拓?fù)漕愃啤Ｖ饕獏^(qū)別在于：

● 圖騰柱 PFC 控制器必須從在正交流相位期間使用低壓側(cè) MOSFET 開關(guān)作為升壓開關(guān)，改變?yōu)樵谪?fù)交流相位期間使用高壓側(cè) MOSFET 開關(guān)作為升壓開關(guān)。

● 圖騰柱 PFC 控制器可以驅(qū)動(dòng)高壓側(cè) MOSFET 以在正交流相位期間提供二極管功能，并驅(qū)動(dòng)低壓側(cè) MOSFET 以在負(fù)交流相位期間提供二極管功能，從而提高效率。在輕負(fù)載時(shí)，驅(qū)動(dòng) MOSFET 的額外損耗超過降低導(dǎo)通損耗帶來的好處，因此停用此開關(guān)。

● 圖騰柱 PFC 控制器可以通過檢測圖騰柱輸入電壓相位以驅(qū)動(dòng)低速器件，更可提高效率。

圖騰柱 PFC 控制器還能自動(dòng)優(yōu)化死區(qū)時(shí)間和降低過零性點(diǎn)提升性能的復(fù)雜問題，詳情請參見 NCP1680 數(shù)據(jù)手冊[1]。

圖7 顯示 NCP1680 有五個(gè)輸入端。如上一節(jié)所述，兩個(gè)連接(AC+ 和 AC-)用于確定交流線路的相位，一個(gè)連接用于測量 PFC 控制所需的總線電壓。通過 ZCD 引腳執(zhí)行 PFC 中的電流監(jiān)控。該電流測量有助于確定 t2 周期何時(shí)結(jié)束，也可用于過流保護(hù)。漏極電壓振鈴監(jiān)控位于 AUX 引腳上，用來確定漏極電壓振鈴中的最小值，以優(yōu)化開關(guān)性能。

除了控制功能外，這些引腳上檢測到的電壓位準(zhǔn)和波形還用于保護(hù)和其他控制目的。例如，使用 AC+ 和 AC- 引腳上測得的電壓判斷低電壓/高電壓和掉電保護(hù)。欠壓、軟過壓、快速過壓保護(hù)和動(dòng)態(tài)響應(yīng)增強(qiáng)器都使用 FB 輸入端測得的電壓判斷。

VCC 供應(yīng)來自 DC-DC 轉(zhuǎn)換器級(jí)。一旦 LLC 控制器高壓啟動(dòng)電路提供的能量足以啟動(dòng) PFC，它就會(huì)開始工作。成功啟動(dòng)后，兩個(gè)控制器均由 LLC 變壓器輔助繞組和穩(wěn)壓器供電。圖騰柱控制器附近的電路板上有一個(gè)熱敏電阻，可在控制器集成的過熱保護(hù)功能之外，提供額外的過熱保護(hù)。

此設(shè)計(jì)使用圖騰柱 PFC 控制器的跳過 (SKIP) 或待機(jī)模式。極性指示信號(hào)顯示器件檢測到的是交流正半周期還是負(fù)半周期。前級(jí) PFC OK 信號(hào)饋入 LLC 并指示大容量電容上的正確電壓范圍。

圖 7. 300 W 超高密度電源

應(yīng)用筆記 AND90147/D [2] 闡述了如何設(shè)置設(shè)計(jì)的組件值。使用 [2] 中列出的等式 1-4 計(jì)算并選擇電感值，計(jì)算值參見下表2。

表 2.圖騰柱電感值的計(jì)算

大容量電容值為 2 x 100 μF，符合[2] 中的公式 5，符合標(biāo)準(zhǔn)紋波計(jì)算公式。還需要高頻去耦電容，尤其要注意 PFC 級(jí)之后 LLC 級(jí)的高速開關(guān)。

選擇 NTMT064N65S3H 超結(jié) MOSFET 作為慢速橋臂組件 SRL1 和 SRL2，其 RDS(ON) 典型值為 52 mΩ。考慮到 RDS(ON) 會(huì)隨溫度而變化，我們可以假設(shè)兩個(gè) RDS(ON) 為 100 mΩ。使用分段近似法計(jì)算電感 RMS 電流為 5.22 A。SRL1 和 SRL2 的總損耗為 2.8 W，由兩個(gè)器件分擔(dān)—每個(gè)器件僅導(dǎo)通半個(gè)周期。所以每個(gè)器件的損耗是 1.4W。使用 Power88 封裝時(shí)，假定 RTHJA 為 50 K/W，則引起的溫升約為 70°C。

兩個(gè)超結(jié) MOSFET 由 NCP5183 驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)，SRL1 位于高壓側(cè)，SRL2 位于低壓側(cè)。請注意因?yàn)楣β势骷?50 Hz 或 60 Hz 的低開關(guān)頻率，自舉驅(qū)動(dòng)器需要一個(gè) 2.2 F 的電容。

選擇 NCP59821 集成 GaN 驅(qū)動(dòng)器器件，作為組件 S1 和 S2。這些器件包括一個(gè) GaN 驅(qū)動(dòng)器 + GaN HEMT。GaN HEMT 的 RDS(ON) 為 50 mΩ。RDS(ON) 會(huì)隨著溫度升高而增加，因此我們使用 100 mΩ 進(jìn)行損耗計(jì)算。使用分段近似法計(jì)算 GaN HEMT 順向和反向 RMS 電流，分別為 4.45 A 和 2.73 A，RMS 平均值為 3.69 A。

GaN 的主要優(yōu)勢是開關(guān)損耗低至可忽略不計(jì)。因此，快速開關(guān)器件的總損耗僅為每個(gè)器件 1.36 W。

使用 NCP51530 接面隔離式柵極驅(qū)動(dòng)器作為電平轉(zhuǎn)換器，并為集成 GaN 驅(qū)動(dòng)器提供信號(hào)。可將它看作是 NCP5183 的高速版本，適合高頻工作。NCP1680 的高壓側(cè)和低壓側(cè)驅(qū)動(dòng)輸出在饋入 NCP51530 之前，先經(jīng)過 10Ω/100 pF 低通濾波器濾波。

讓我們來看一下 NCP1680 的檢測輸入。兩個(gè)輸入用于交流線路檢測、一個(gè)輸入用于電流檢測、一個(gè)輸入用于輸出電壓檢測、一個(gè)輸入來自升壓電感器的輔助繞組并用于準(zhǔn)確檢測波谷。AC 線路的檢測輸入由 100 kΩ 和 9.9 MΩ 的電阻分壓器組成，按照數(shù)據(jù)手冊的建議，分壓系數(shù)為 100。通常建議將高壓電阻分成串聯(lián)電阻，以滿足爬電距離和安全要求。1 nF 電容可過濾引腳上的噪聲。

NCP1680AA 的推薦電流檢測電阻值為 100 mΩ。不同版本的 NCP1680 會(huì)有不同的電流檢測閾值，因此需要對(duì)該值進(jìn)行調(diào)整。值越大，損耗越大，但抗噪聲能力越強(qiáng)。該電阻在低輸入電壓線路的功耗相對(duì)總損耗的貢獻(xiàn)約為 5-6%。

升壓電感的輔助繞組用于檢測波谷，匝數(shù)比為 7:1。配備了一個(gè) 10k 串聯(lián)電阻用于限流，還有一個(gè) 470k 下拉電阻。肖特基二極管提供反向電壓保護(hù)。

PFC 輸出電壓分壓器的高壓側(cè)電阻設(shè)置為 10.9 MΩ。該值越小，抗噪聲能力越高，但功耗越大。通常建議將高壓電阻分成串聯(lián)電阻，以滿足爬電距離和安全要求。分壓器設(shè)置所需的輸出電壓，根據(jù)參考文獻(xiàn)[1]，低壓側(cè)使用 68 kΩ 的電阻可提供 403 V 的輸出電壓。并且需要一個(gè)具有 5 kHz 截止頻率(10 kHz 采樣頻率)的抗混迭濾波器，參考應(yīng)用使用一個(gè) 1 nF 的電容。

LLC級(jí) —NCP13994電流模式LLC控制器

圖8 顯示了 300 W 超高密度電源中使用的 LLC 級(jí)。S1 和 S2 構(gòu)成一個(gè)半橋。諧振橋由三個(gè)組件構(gòu)成：電感 Lr、電容 Cr 以及匝數(shù)比為 n 且具有大磁化電感 Lm 的變壓器。變壓器的中心抽頭輸出連接到兩個(gè) MOSFET、輸出電容和負(fù)載。

圖 8. 具有中心抽頭半橋輸出級(jí)的半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器

此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有 Q1 和 Q2 的零電壓開關(guān)特性。圖9 顯示了 QUP (S1) 兩端的電壓和流經(jīng) QUP 的電流模擬波形。當(dāng)漏極電流為負(fù)時(shí) QUP 導(dǎo)通，因此會(huì)有反向?qū)娏鳎@意味當(dāng)器件為硅 MOSFET 或 SiC MOSFET 時(shí)，該器件的體二極管將被導(dǎo)通。與大約 400 V 的 VBUS 電壓相比，電壓轉(zhuǎn)換過程中只有幾伏電壓，因此消除了 EON 開關(guān)損耗。

圖 9.LLC 波形

應(yīng)用筆記 AN-9738 [3] 對(duì) LLC 轉(zhuǎn)換器的低頻增益特性進(jìn)行推導(dǎo)。增益取決于 Lr、Lm、Cr、n 和負(fù)載 Ro。利用[3] 中的公式，我們繪制了 300 W 超高密度電源的低頻增益特性，如圖10 所示。

圖 10. 300 W UHD 電源中 LLC 電路的理論增益-頻率曲線

這些曲線圖顯示 LLC 轉(zhuǎn)換器在不同負(fù)載下的增益。在我們的設(shè)計(jì)中，100% 負(fù)載為 300 W。該曲線圖顯示增益隨頻率而降低，此為零電壓開關(guān)的要求：電流過零遲于電壓過零。

LLC 存在兩個(gè)諧振頻率。在我們的范例中，[3] 中定義的諧振頻率 fo 是增益為 1 時(shí)的頻率，為 442 kHz。[3] 中描述的諧振頻率 fp 是空載曲線的峰值，負(fù)載增加時(shí)該峰值的值會(huì)降低。如果器件工作在增益隨頻率增加的情況下，則會(huì)出現(xiàn)硬開關(guān)和回饋信號(hào)反向的現(xiàn)象，如果諧振回路設(shè)計(jì)得當(dāng)，控制器本身可以防止這種情況發(fā)生。

300 W 高功率密度板操作于諧振頻率以上。返回圖7，LLC 控制器有一組高壓啟動(dòng)電路，用于啟動(dòng)時(shí)為控制器供電。一旦控制器開始工作，變壓器上的輔助繞組會(huì)為器件供電并停止高壓啟動(dòng)電流源，直到再次需要時(shí)啟用。當(dāng) AC 斷電時(shí)，它會(huì)幫 EMI 濾波器中的 X 電容放電，這意味著不需要額外的電阻為該電容放電，從而節(jié)省了待機(jī)功率。

NCP13994 控制器[4] 集成了高壓半橋驅(qū)動(dòng)器，因此無需外部驅(qū)動(dòng)器或電平轉(zhuǎn)換器。高壓側(cè)驅(qū)動(dòng)器帶有一個(gè)可以優(yōu)化的外部自舉電路。該 LLC 控制器可驅(qū)動(dòng)兩個(gè) GaN HEMT 器件，有助于提高電路板的效率。

此 LLC 控制器為電流模式 LLC 控制器—CS 通過諧振電容上面電容分壓器的電壓檢測初級(jí)側(cè)電流。由于電流波形可能有不同形狀，實(shí)際過程是在開關(guān)周期內(nèi)對(duì)電流波形進(jìn)行積分，并測量該周期內(nèi)的電荷。電流模式控制可實(shí)現(xiàn)出色的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，并針對(duì)每個(gè)脈沖達(dá)到限流功能。NCP13994 數(shù)據(jù)手冊、NCP4390 控制器應(yīng)用筆記[5] 和 3 kW LLC 功率研討會(huì)白皮書更詳細(xì)地闡述了電流模式控制運(yùn)行。LLC CS 和 LLC FB 引腳用于監(jiān)控諧振電流和輸出電壓的隔離信號(hào)，以實(shí)現(xiàn)這種電流模式控制。

FB FREEZE 和 SKIP 引腳設(shè)置 SKIP 工作模式的閾值，以確保輕負(fù)載時(shí)的良好效率。與 NCP1680 一樣，NCP13994 也有一個(gè)外部過熱保護(hù)引腳。

LLC 級(jí)—NCP4306 同步整流控制器和 LFPAK4 60 V 3 mΩ MOSFET

使用圖騰柱 PFC 和 GaN HEMT 之后的第三個(gè)方法是使用同步整流。兩個(gè) NCP4306 同步整流控制器分別驅(qū)動(dòng)兩個(gè)并聯(lián)的 NTMYS3D3N06CL LFPAK 60 V 3 mΩ MOSFET。控制器檢測 MOSFET 上的電壓并在導(dǎo)通時(shí)將其打開。低寄生電感對(duì)于防止過早關(guān)斷至關(guān)重要，因?yàn)檫^早關(guān)斷會(huì)降低效率。NCP4306 具有最小導(dǎo)通時(shí)間和最小關(guān)斷時(shí)間設(shè)置，以及一個(gè)定時(shí)器以支持輕載和中等功率 LLC 工作——詳細(xì)說明請參閱 NCP4306 資料手冊[6]。

300 W 電源性能總結(jié)

有關(guān)電源性能的更多詳細(xì)信息，請參閱我們的電源研討會(huì)演示文稿[7]。整體設(shè)計(jì)符合 134 mm x 62 mm x 18 mm 的最小外形尺寸。它在寬功率范圍內(nèi)具有出色的效率表現(xiàn)，另外低于170 mW 待機(jī)功耗適合該功率范圍應(yīng)用，所以是一個(gè)無需輔助電源的理想解決方案。

圖 11.300W 電源性能總結(jié)

審核編輯：湯梓紅