本應用筆記介紹了針對85MHz、190MHz和210MHz常用IF頻率的各種壓控振蕩器（VCO）設計。這些設計減少了優(yōu)化結果所需的迭代次數。分析可以通過簡單的電子表格程序完成。

VCO設計

圖2所示為MAX2310 IF VCO的差分電路。出于分析目的，必須將油箱電路簡化為等效的簡化模型。圖 1 顯示了基本的 VCO 模型。振蕩頻率可以用EQN1來表征：

EQN1

FOSC = 振蕩頻率

L = 油箱回路中線圈的電感

Cint = MAX2310儲罐端口的內部電容

Ct = 諧振電路的總等效電容

圖1.基本VCO模型。

Rn = MAX2310油箱端口的等效負電阻

Cint = MAX2310儲罐端口的內部電容

Ct = 諧振電路的總等效電容

L = 油箱回路中線圈的電感

圖2.MAX2310油箱電路

電感L與諧振器的總等效電容和振蕩器的內部電容（Ct+C國際）（請參閱圖 1）。C政變提供直流模塊并將變容二極管的可變電容耦合到諧振電路。C分用于將儲罐的振蕩頻率居中到標稱值。它不是必需的，但通過允許微調電感值之間的諧振來增加一定程度的自由度。電阻 （R） 通過調諧電壓線 （V調整）。它們的值應選擇得足夠大，以免影響裝載的油箱Q值，但又要足夠小，以便4kTBR噪聲可以忽略不計。電阻的噪聲電壓由K調制VCO，產生相位噪聲。電容 Cv是坦克中的可變調諧組件。變容二極管的電容（Cv） 是反向偏置電壓的函數（變容二極管模型參見附錄 A）。V調整是鎖相環(huán) （PLL） 的調諧電壓。

圖 3 顯示了集總 C流浪VCO 模型。寄生電容和電感困擾著每個RF電路。為了預測振蕩頻率，必須考慮寄生元件。圖3中的電路將寄生元件集中在一個稱為C的電容中流浪。振蕩頻率可以用EQN2來表征：

EQN2

L = 油箱回路中線圈的電感

Cint = MAX2310儲罐端口的內部電容

Ccent = 用于居中振蕩頻率的諧振電容器

雜散 = 集總雜散電容

Ccoup = 用于將變容二極管耦合到諧振二極管的諧振電容器

Cv = 變容二極管的凈可變電容（包括串聯電感）

Cvp = 變容二極管焊盤電容

圖3.集總 C流浪型。

圖 4 描述了詳細的 VCO 模型。它考慮了焊盤的電容，但為簡單起見，不包括串聯電感的影響。C流浪定義為：

EQN3

CL = 電感的電容

CLP = 電感焊盤的電容

CDIFF = 由并行走線引起的電容

圖4.詳細的VCO模型。

Rn = MAX2310油箱端口的等效負電阻

Cint = MAX2310儲罐端口的內部電容

LT = 電感器電路串聯走線的電感

CDIFF = 由并行走線引起的電容

L = 油箱回路中線圈的電感

CL = 電感的電容

CLP = 電感焊盤的電容

Ccent = 用于居中振蕩頻率的諧振電容器

Ccoup = 用于將變容二極管耦合到諧振二極管的諧振電容器

Cvar = 變容二極管的可變電容

Cvp = 變容二極管焊盤電容

LS = 變容二極管的串聯電感

R = 變容二極管反向偏置電阻的電阻

為了簡化分析，電感LT在此設計中被忽略。L的影響T在較高頻率下更明顯。對L引起的頻率偏移進行數學建模T對于下面的電子表格，C 的值差異可以適當增加。電感最小LT以防止不需要的串聯共振。這可以通過縮短跡線來實現。

調諧增益

調諧增益（K維科）必須最小化以獲得最佳閉環(huán)相位噪聲。環(huán)路濾波器中的電阻以及電阻“R”（圖2）會產生寬帶噪聲。寬帶熱噪聲（

）將調制VCO維科，以兆赫/伏為單位。有兩種方法可以最小化K維科。一種是最小化VCO必須調諧的頻率范圍。第二種方法是最大化可用的調諧電壓。為了最小化VCO必須調諧的頻率范圍，必須使用嚴格的容差元件，如圖所示。為了最大限度地提高調諧電壓，需要具有較大順從范圍的電荷泵。這通常是通過使用更大的V來實現的抄送.MAX2310的順從范圍為0.5V至Vcc-0.5V。在電池供電應用中，順從范圍通常由電池電壓或穩(wěn)壓器固定。

無邊角設計的基本概念

VCO設計可制造性與實際組件將需要誤差預算分析。為了設計以固定頻率（fosc）振蕩的VCO，必須考慮組件的容差。調諧增益（Kvco）必須在VCO中設計，以考慮這些元件容差。元件容差越嚴格，可能的調諧增益越小，閉環(huán)相位噪聲越低。對于最壞情況下的誤差預算設計，我們將研究三種VCO模型：

最大值組件 （EQN5）

公稱油箱，所有組件完美 （EQN2）

最小值組件 （EQN4）

所有三種VCO型號都必須覆蓋所需的標稱頻率。圖 5 直觀地顯示了三種設計必須如何融合以提供可制造的設計解決方案。對EQN1和圖5的觀察表明，最小值分量會將振蕩頻率移得更高，最大值分量會將振蕩頻率移得更低。

圖5.最壞情況和標稱坦克居中。

必須使用最小調諧范圍才能設計出具有最佳閉環(huán)相位噪聲的諧振器。因此，標稱諧振電路應設計為覆蓋中心頻率，并考慮器件公差。最壞情況下的高調諧諧振電路和最壞情況下的低調諧諧電路應僅調諧到所需振蕩頻率的邊緣。EQN2 可以通過組件公差進行修改，以產生最壞情況下的高調諧罐 EQN4 和最壞情況下的低調諧罐 EQN5。

EQN4

EQN5

TL = 電感的公差百分比 （L）

TCINT = 電容器的公差百分比 （CINT）

TCCENT = 電容器的公差百分比 （CCENT）

TCCOUP = 電容器容差百分比 （CCOUP）

TCV = 變容二極管電容 （CV） 的容差百分比

EQN4 和 EQN5 假設流浪者沒有公差。

一般設計程序

步驟 1

估計或測量焊盤電容和其他雜散。MAX2310 Rev C評估板上的雜散電容用Boonton Model 72BD電容計測量。CLP= 1.13pF， C副總裁= 0.82pF， C差異= 0.036pF。

步驟 2

確定電容C的值國際。這可以在第2310頁的MAX2312/MAX2314/MAX2316/MAX5數據資料中找到。典型工作特性 TANKH 端口 1/S11 與頻率的關系顯示了幾種常用 LO 頻率的等效并聯 RC 值。附錄 B 包括 C 的表格國際與高頻段和低頻段油箱端口的頻率相比。請記住，LO頻率是IF頻率的兩倍。

例：

對于210MHz的IF頻率（高頻段諧振），LO的工作頻率為420MHz。

步驟 3

選擇電感器。一個好的起點是使用幾何平均值。這將是一個迭代過程。

EQN6

該等式假設 L in （nH） 和 C in （pF） （1x10-9x 1x10-12= 1x10-21）.L = 11.98nH 對于 fOSC= 420兆赫。這意味著總諧振電容C = 11.98pF。電感器的適當初始選擇是 12nH 線藝 0805CS-12NXGBC 2% 容差。

選擇步長有限的電感時，以下公式EQN6.1將很有用。對于固定振蕩頻率f f，總產品LC應為恒定OSC.

EQN6.1

LC = 143.5 表示 fOSC= 420兆赫。使用表3中的電子表格進行試錯過程得出的電感值為18nH 2%，總諧振電路電容為7.9221pF。

圖8

中儲罐的LC產物為142.59，與所需的LC產物143.5足夠接近。人們可以看到這是一個有用的關系。為了獲得最佳相位噪聲，請選擇高 Q 值電感器，如線藝 0805CS 系列。或者，如果公差和Q值可以合理控制，則可以使用微帶電感器。

步驟 4

確定PLL一致性范圍。這是VCO調諧電壓（V調整） 將被設計為工作。對于MAX2310，順從范圍為0.5V至Vcc-0.5V。對于Vcc = 2.7V，這會將順從范圍設置為0.5至2.2V。電荷泵輸出將設置此限值。油箱上的電壓擺幅為1Vp-p，以1.6VDC為中心。即使 C 的值很大政變，變容二極管不會正向偏置。這是需要避免的情況，因為二極管將整流諧振電路引腳上的交流信號，從而在閉環(huán)PLL中產生不希望的雜散響應和鎖定丟失。

步驟 5

選擇一個變容二極管。尋找在指定順應性范圍內具有良好的容差的變容二極管。保持較小的串聯電阻。為了獲得品質因數，請檢查變容二極管的自諧振頻率是否高于所需的工作點。看Cv（2.5V）/Cv（0.5V） 比，在您的順從范圍電壓下。如果耦合電容C政變如果選擇大，則可以使用 EQN2 計算最大調諧范圍。電容器 C 的較小值政變將減小此有效頻率調諧范圍。選擇變容二極管時，它應該在您給定的順應范圍內中點和終點指定公差。選擇超陡變容二極管，如 Alpha SMV1763-079 以實現線性調諧響應。取總諧振電路電容的值，并將其用于變容二極管的Cjo。記住，C政變將減少耦合到水箱的凈電容。

步驟 6

為 C 選擇一個值政變.C 的大值政變通過將更多的變容二極管耦合到油箱中來增加調諧范圍，但代價是降低油箱負載Q。政變將增加耦合變容二極管的有效Q和儲罐的負載Q，但代價是減小調諧范圍。通常，這將選擇盡可能小的調諧范圍，同時仍然獲得所需的調諧范圍。選擇 C 的另一個好處政變小之處在于它降低了變容二極管兩端的電壓擺幅。這將有助于阻止變容二極管的前向偏置。

步驟 7

為 C 選擇一個值分，通常約為 2pF 或更高，以實現公差目的。使用 C分使VCO的標稱頻率居中。

步驟 8

使用電子表格進行迭代。

審核編輯：郭婷