目前，幾乎所有數字IC都提供低功耗3V版本。模擬電路傳統上使用更高電壓的電源，有時使用雙電源來實現更高的性能。通常，設計具有單電源5V或3V電源軌的系統更容易、更便宜。低壓設備中較低功率的運行也使其成為電池供電便攜式儀器的理想選擇。

如果您設計蜂窩電話、筆記本電腦或其他大批量便攜式產品，您就會知道半導體行業一直在加班加點地幫助您將設計遷移到低電壓和低功耗。如今，幾乎任何您想要的數字IC功能都可以提供低功耗3V版本。

這在模擬世界中變得同樣正確。為大批量應用開發的IC和技術現在也可以利用中等容量工業和醫療設備的設計。例如，最初開發的用于讀取PDA中的筆位置的低壓A/D轉換器也可用于測量手持式醫療產品中的葡萄糖水平。

挑戰

挑戰在于設計傳感器和系統A/D轉換器之間的電路。由于低功耗和減小的電壓范圍的限制，從傳感器獲得真實信號的穩定表示的問題變得非常復雜。 考慮到精密數據采集的標準是12位線性度（這是4，096分之一）。這意味著2.5V范圍（3V系統）中最低有效位僅為0.6mV。

在圖1中，系統電源與電壓范圍進行了比較。在此圖中，您可以看到在單個3V系統中采集信號所需的相對精度是正負15V系統中要求的八倍。出色的運算放大器（如廣受歡迎的OP-07）改善了這些寬跨度的奢華性，其電壓失調小于100μV。

圖1.不斷縮小的LSB。

不幸的是，你不能帶著像OP-07這樣的老朋友一起前往3V陸地。它們僅規定在正負 15V 下工作。幸運的是，可以使用3V電源軌進行精密數據采集。你只需要結交新朋友，學習利用舊朋友的新方法。

一些設計人員考慮生成更高電壓的電源，然后將最終設計移植到便攜式領域。這些設計人員發現，只制作正負5V或正負10V電源比嘗試解決低壓設計問題更容易。盡管許多首次使用便攜式儀器的設計人員都想這樣做，但有幾個原因導致它不是一個好方法。

第一個也是最明顯的原因是權力。例如，當您將主3V電源增加三倍并將其反相以正負9V時，電路的功率會增加10倍，并考慮效率損耗。此外，使用 DC-DC 轉換器建立雙電壓軌會導致傳導和輻射噪聲問題，這些問題在便攜式儀器的封閉范圍內很難消除。

單一供電軌道目標

即使僅使用一對9V電池的線性穩壓器即可產生雙電源，即使噪聲不是問題，整個系統也會變得笨拙。通常，設計具有5V或3V單電源軌的系統更容易、更便宜。然而，在特殊情況下，可能需要使用小型、安靜且屏蔽良好的電容式電荷泵開發具有中等輸出電流能力的更高或更低的電壓。

顯然，用于簡單單電源設計的設計技術是不同的。規則是遵循一種集成方法，更好地利用系統中所有可用資源。充分利用微處理器和軟件來處理使用這些組件可以更好地修復的問題尤為重要。

研究誤差來源

但是，在開始采用微處理器方法之前，請研究您的錯誤源。設計任何模擬系統都包括圍繞誤差源進行設計，并盡量減少誤差源的影響。使用的工具是某種形式的誤差預算，然后是試驗設計方法和系統分區。

下表列出了數據采集系統中常見的一些錯誤源。表中的數字表示具有12.2V范圍、5kHz帶寬和50增益的100位系統的典型值。

如果您閱讀運算放大器數據手冊，您就會熟悉這些錯誤中的大多數。列出的誤差與數據手冊上的誤差相同，但表現在最終系統中，而不是單個元件中。遺憾的是，大多數誤差不隨電源電壓成比例，這使得它們在低電壓下更為重要。

表：典型錯誤源和解決方案

*總未調整誤差

漂移的意義

在大多數情況下，誤差的絕對大小不如其隨溫度或時間的漂移重要。在使用緊密耦合的微處理器或微控制器的便攜式儀器中尤其如此。由于傳感器或系統其他部分的增益誤差、失調誤差或非線性特性引起的誤差源應在軟件中校正。

在模擬域中進行線性化、精確跨度和零點調整的嘗試是沒有意義的。如今，模擬硬件設計任務得到簡化有兩個主要原因。首先，處理器馬力非常便宜。在軟件中進行傳感器線性化要容易得多，即使使用粗糙的查找表方法也是如此。其次，跨度減小使得許多更聰明的模擬電路技巧更難實現，特別是對于不是專家的模擬工程師而言。

使用處理器方法，只需對誤差源進行足夠好的管理，即可為A/D轉換器和CPU生成可重復且穩定的輸入。這仍然需要大量的努力、對細節的關注和模擬設計技能。您必須真正將 A/D 轉換器、CPU 和軟件算法視為傳感器采集電路的一部分，而不是遵循它的智能電壓表。

內部接口

大多數基于傳感器的電路示例都會產生額外的誤差，以使最終輸出達到一個不錯的零到x伏范圍。例如，雖然工業4mA至20mA變送器需要這樣做，但在嵌入式便攜式儀器中完全沒有必要具有如此干凈的內部接口。

對于微處理器，例如，模擬電路的范圍是否為0.2346V至2.4139V，其輸出是否通過二次公式與測量參數相關，這實際上并不重要。一旦這些絕對電壓通過A/D轉換器轉換為數字，通過簡單的公式或查找來按摩這些數字就很容易在軟件中完成。如果不是，你最好花一些時間來簡化軟件，而不是讓模擬電路更復雜。

參見圖2。該框圖顯示了典型的基于傳感器的便攜式儀器的數據采集部分，包括CPU和系統軟件。在軟件中進行傳感器線性化要容易得多，即使使用粗糙的查找表方法也是如此。即使是功能不大的處理器也可以處理同步解調、平均、直方圖和一些 DSP。著眼于關鍵領域的權衡，查看這些塊的目的。

圖2.通用傳感器數據采集模塊。

讓我們先考慮傳感器。了解傳感器的物理特性和等效電路非常重要，以便有效地為其設計接口。許多傳感器使用傳統的激勵源，這在便攜式儀器中可能不是必需的。

一個很好的例子是通常用于激勵鉑RTD（電阻溫度檢測器）溫度測量傳感器的1mA源。可以用電阻代替電流源，在進行其他校正時，軟件中消除分壓器效應。

信號鏈中的第一個模塊是前置放大器。它放大或緩沖原始傳感器信號，以保持最大的信噪比。這部分電路在設計上需要非常謹慎，并且對傳感器的等效電路有最豐富的了解。給定傳感器有經典的前置放大器，如激勵電路。這些通常可以通過現代低功耗組件來實現。

對于具有非常高的直流增益和有限失調（這些失調會“軌化”信號處理鏈）的系統，失調D/A轉換器可能是將系統歸零的好方法。但如果可能的話，應該避免這種情況。

后置放大器要求

鏈中的下一個塊是后置放大器。該器件提供簡單的增益，假設前置放大器成功地將輸入信號從泥濘中升出。如有必要，該模塊的增益可以調節，但通常最好使用更高的A/D轉換器分辨率，而不是采用可編程增益。如果精度很重要，請僅在必要時使用軌到軌?輸入和輸出放大器。這些部件通常具有具有交叉區域的復雜輸入，這會使精確操作變得困難。

后置放大器通常之后是濾波器級。該濾波器設計用于在需要時將輸入信號限制在A/D采樣頻率的一半以下。

采樣保持、基準電壓源和A/D轉換器功能通常在單個芯片中提供。但是，應單獨考慮其錯誤源。大多數現代A/D轉換器都具有難以驅動的高電容輸入。

對于不重要的設計，許多轉換器中的內部基準是一個方便的功能。但對于精密設計，幾乎必須使用外部基準。最好完全消除引用。考慮比率式設計，其中基準電壓源來自激勵信號。下面的示例使用此技術。

最后，看看CPU和軟件。由于 CPU 嵌入在系統中，因此可以而且應該使用 CPU 密集型技術。應考慮同步解調、平均、直方圖、快速傅里葉變換 （FFT） 或其他 DSP 方法，即使使用適度的微控制器也是如此。

示例：便攜式 RTD 接口應用

下面是使用上面討論的一些技術的設計示例。這是一款RTD（電阻溫度檢測器）溫度計，范圍為-50°C至+ 175°C，分辨率優于0.1°C。 這種單電源 3V 設計平均吸收 25μA 電流，同時每秒轉換 20 次。

傳感器 RT1 是鉑 RTD，標稱電阻為 100 歐姆（0°C 時）。它的電阻在-80°C時為3.50歐姆，在+170°C時為3.185歐姆（RTD不是線性的;它們遵循一個非常明確的拋物線曲線，在一小部分一度之內。

激勵源由電阻R4和R5組成，作為電橋的一部分。它們將通過 RTD 的電流限制在大約 1mA。R4和R5之間的抽頭用于導出比率參考。激勵由晶體管Q1控制。它還提供開/關控制以節省電力。請注意，電橋右側的R3和R12串也消耗約1mA電流。因此，傳感器子系統在導通時吸收 2mA 電流。雙通道運算放大器由相同的開關電源軌供電，但與電阻電流相比，其34μA漏極可以忽略不計。

U1B（Maxim MAX478運算放大器的一半）由前置放大器和后置放大器組成（此處只需要一個級）。MAX478額定工作在3V以下，具有與OP-07相當的直流失調。它僅吸收 17μA 的電源電流。雖然它不是軌到軌運算放大器，但它可以在接地和正電源軌的一伏以內進行檢測。當采用 3V 電源供電時，輕負載時，其輸出可擺動至 2.2V。

在該應用中，MAX478配置為增益為20的差動放大器。它減去R12兩端的電壓，校正RTD處80.3歐姆的失調電阻。一旦失調被消除，差分放大器就會放大RTD電壓的變化，增益為19。這使得輸出在1°C時為8.175V滿量程。

由于RTD的響應緩慢特性，因此不需要濾波器。此外，由于傳感器的低阻抗，來自外部來源（如60Hz線路）的干擾不是問題。

模數轉換器為Maxim MAX147。它是一款八通道 12 位轉換器芯片，額定工作電壓低至 2.7V，最初設計用于 PDA。它包括采樣保持電路，并通過3線SPI串行接口與CPU接口。電流消耗在工作時約為 1mA，在停機模式時降至約 10μA。MAX147的轉換速率為100k樣本/秒。這種速度增強了系統節能效果，因為 A/D 可以在轉換之間休眠。以 20 次轉換/秒的速度轉換，它僅運行 0.02% 的時間。在此速率下，該電路的平均電流僅為25μA。

A/D 沒有內部基準，按比例操作。運算放大器U1A用于緩沖電路中1.9V標稱值點的A/D。運算放大器是必需的，因為A/D轉換器吸收100μA （進入其基準引腳）。該運算放大器級輸出端的電路允許驅動大旁路電容而不會變得不穩定。（它用電阻隔離電容;獨立的交流和直流反饋路徑保持直流精度和交流穩定性。在另一個放大器部分不需要此網絡，因為吸入 A/D 輸入的直流電流非常小;只需要隔離容性負載。

圖3.RTD 原理圖。

進行絕對測量 按比例使用A/D轉換器的問題之一是它不能再用于進行絕對測量，例如在測量
電池時。訣竅是測量固定參考并將讀數與未知讀數進行比較（參見圖3底部用虛線括起來的小電路）。

為此，將兩個電阻R9和R10縮放的電池電壓施加到A/D（通道CH1上）并進行轉換。基準（由MAX6120獲得）在第二通道（CH2）上轉換。參考讀數與電池讀數的比率用于指示電池電壓。

該方案的替代方案是在需要時使用模擬開關連接基準電壓源。然而，對于電池電壓監控的簡單要求，這里顯示的電路工作得很好。

審核編輯：郭婷