音頻編解碼器是現代數字電話的基石。它是將可聽語音轉換為數字數據并再次轉換回可聽語音的組件。本文使用MAXQ3120的A/D通道和外部DAC對標準μ律和A律格式的語音進行編碼和解碼。這留下了大量的處理能力可用于執行其他與電信相關的功能，例如呼叫進度檢測和生成、PCM 成幀和靜默信道檢測。

介紹

現代電話是數字化的。帶有數百個電觸點的喋喋不休的Strowger開關，數英里的雙絞線電纜，就像扎染意大利面條，以及曾經點綴在鄉村的微波塔，已經一去不復返了。如今，語音流量會盡早轉換為數字形式，并與數千個其他語音呼叫、電子郵件和網頁一起在光纖上進行傳輸。

數字電話推動了信息時代，并繼續通過互聯網協議語音（VoIP）等技術改變通信格局。然而，一個事實仍然存在——在這條線的某個地方，語音必須轉換為比特，然后比特又轉換為語音。

這是編解碼器的工作。這個詞是編碼器/解碼器的縮寫，設備在概念上很簡單。它由一個模數轉換器 （ADC） 組成，用于將輸入音頻轉換為比特流，一個數模轉換器 （DAC） 將接收到的比特流轉換為音頻，以及一個接口，用于在可能附加其他編解碼器的總線之間插入和移除數字化音頻。

通常，編解碼器是獨立的混合信號半導體。只要編解碼器用于簡單的應用程序（例如終端交換機的線卡）就可以了。然而，通常需要對傳輸的音頻執行某種預處理（例如峰值限制、動態范圍壓縮或頻譜整形）或對接收的音頻進行后處理（例如降噪）。對于獨立編解碼器來說，這是一個問題，因為一旦模擬音頻呈現給（或取自）編解碼器，就沒有進一步的機會執行處理 - 編解碼器直接與 PCM 高速公路接口。在這些情況下，系統設計人員有兩個難以處理的選擇：要么在模擬域中執行此處理（通常價格昂貴且可能噪聲大），要么放棄使用獨立的單芯片編解碼器，并使用獨立的精密ADC和DAC芯片在數字域中執行處理。這兩種選擇都不理想。 本文介紹了一種將MAXQ3120與外部DAC配合使用的方法，作為語音編解碼器，能夠對入站和出站位流進行額外的處理。

編解碼器基礎知識

早在考慮數字電話之前，就已經確定必須保持從約300Hz到約3.5kHz的頻率范圍才能使語音信號保持可理解性。超出此范圍的頻率會影響語音信號的保真度，但不會影響清晰度。（事實上，事實證明，帶限信號比寬帶信號更容易理解。根據奈奎斯特標準，即信號的采樣頻率必須至少是目標最高頻率的兩倍，所有語音編解碼器都以每秒8，000個樣本的速度工作 - 超過所需3.5kHz的兩倍 - 并且每個樣本都轉換為數字碼字。

然而，碼字的大小帶來了一個問題。在任何數字系統中，都需要在信號完整性和字數之間進行權衡。為了獲得最佳保真度，系統設計人員可以選擇較大的字大小，但更多的位需要更大的帶寬，并且帶寬需要花錢。或者，設計人員可以選擇較小的字大小以節省帶寬成本，但語音質量會受到影響。測試表明，小碼字（大約八位）可以提供良好的語音質量，但前提是說話者以安靜、一致的聲音說話。語音音量的正常變化會使發射機飽和，導致削波和失真。人們可以降低增益以消除高電平的這種削波，但正常的聲音電平只會使用四到五位，使柔和的聲音聽起來沙啞和不自然。為了適應各種人聲，從最柔和的耳語到最響亮的喊叫，似乎需要十二到十四位的分辨率。

解決方案是使用非線性編解碼器（見圖1）。這些編解碼器利用了這樣一個事實，即耳朵對響亮聲音中的小錯誤比對柔和聲音中的小錯誤更寬容。在圖中，沉默以零線為中心;柔和的聲音僅偏離中心線的一小部分，而大的聲音偏離得更大。在這些器件中，零線周圍的代碼比遠離零線的代碼更密集，從而使編解碼器能夠為低電平信號提供可接受的結果，同時保持高電平信號的良好動態范圍。

圖1.這是典型PCM編解碼器的響應曲線。零相對振幅附近的區域包含的代碼比曲線末端多得多，使編解碼器能夠保持高語音保真度和寬動態范圍。

在數字方面，有必要與PCM高速公路接口。通常，在公共總線（PCM 高速公路）上將多個編解碼器連接在一起，而不是使用一組單獨的電線將每個編解碼器連接到其關聯的中繼設備。為了協調傳輸，編解碼器共享一個公共位時鐘，并通過單個幀脈沖發出信號以開始發送或接收。在常見的北美標準中，1 個編解碼器可以駐留在 PCM 高速公路上，該高速公路由某種類型的序列器邏輯以每秒 544，000，125 位的速度計時。每<>μs，第一個編解碼器接收一個幀脈沖，并將<>位發送到高速公路上。在八個位時鐘之后，第二個編解碼器接收其幀脈沖，依此類推。在所有 <> 個編解碼器傳輸完數據后，序列器提供一位時間用于信令目的，然后重復序列。因此，數字生成如下：

[(8 bits per sample x 24 channels) + 1 signaling bit] x 8,000 samples per second = 1,544,000 bits

per second

PCM 編解碼器的類型

世界已經對電話中使用的PCM編解碼器的幀速率（以及采樣率）進行了標準化。可悲的是，世界幾乎沒有其他標準化。有兩種類型的轉碼算法需要考慮：在歐洲使用的 A-law 和主要在美國和日本使用的 μ-law。并且有兩種基本的線路速率正在使用：美國的DS1（1.544Mb / s）和歐洲的E1（2.048Mb / s）。本文介紹的設計是DS1（也稱為T1）編解碼器，能夠在A定律或μ定律模式下工作。

μ法編解碼器根據以下公式對樣本進行編碼：

其中μ是等式的特征，通常為 255。

A 定律編解碼器根據略有不同的公式進行編碼：

其中A是方程的特征，通常為87.6;或者在某些情況下，為 87.7。請注意，對于接近零的值，A 律函數是線性的;僅當輸入值大于 1/A 時，它才會變為對數。

在實際操作中，這兩個壓縮定律會產生非常相似的曲線。此外，在實踐中，這些線性公式實際上從未使用過。相反，需要分段線性近似來減輕計算開銷。但是，此處介紹的設計通過查找表實現了這些確切的公式。

微控制器成為編解碼器

MAXQ3120包含兩個精密16位ADC通道和一個帶16位累加器的16 x 40乘法器。雖然沒有DAC通道，但有低成本的精密串行DAC可以滿足這種能力。剩下的就是構建軟件來連接這些外圍設備。

編碼

編碼有三個步驟：將模擬信號轉換為數字信號，對數字化樣本進行重采樣和濾波，最后使用 A 律或μ律轉碼將樣本壓縮為 8 位表示。

首先是A/D轉換步驟，這也是最簡單的，因為MAXQ3120內置了ADC通道。MAXQ3120每16μs產生一個新的48位結果。這意味著系統在384MHz的處理器時鐘上有8個指令周期來處理樣本。

幸運的是，處理樣本很簡單，只需讀取ADC并將數據存儲在循環緩沖器中即可。緩沖區始終包含 32 個最新的 16 位樣本。MAXQ3120包含256個16位字RAM;因此，循環緩沖區僅消耗單個通道可用RAM的12.5%。

雖然ADC每48μs產生一個樣本，但通信網絡每125μs需要一個新的樣本。因此，無論我們對信號做什么，都必須對其進行重新采樣。一種簡單的方法是，當接收到幀脈沖時，只接受最新的采樣進行轉換，而丟棄所有其他樣本，但MAXQ3120可以做得更好。

在每個幀脈沖上，編解碼器軟件開始對循環緩沖器中的累積樣本施加31抽頭FIR濾波器。該濾波器在3.3kHz時具有5db點，因此提供抗混疊和額外的重建功能，從而降低ADC通道中的噪聲。濾波器過程的結果是 16 位樣本，可用于 A 律或μ法壓縮。

表 1.前十個μ法和A法法典

有幾種方法可以將值從 16 位線性轉換為其代碼;直接計算和分段近似是兩種流行的方法。我們沒有使用這兩種方法，而是利用MAXQ3120相對較大的程序空間，設置兩個128字表，一個用于μ律編碼和解碼，另一個用于A律。啟動時，將輪詢外部引腳，并根據該引腳的級別將其中一個表加載到 RAM 中。編碼過程的操作如下：

取 16 位線性 PCM 樣本的絕對值。跟蹤符號位。

現在對適用的表執行二叉搜索：將 PCM 樣本與表的中間值進行比較。如果小于中間值，則僅考慮表的下半部分;如果大于中間值，則僅考慮上半部分。重復此步驟，直到只剩下兩個表條目，然后選取最接近的表條目。

要發出的代碼是表條目的索引。例如，如果樣本值0x006D并且轉換為 A-law，則上表中最接近的值將是 0x006F。其指數為7;這是要發出的代碼。

最后，應用原始樣本值的符號。 生成的八位數字是對數 PCM 值。然而，這還不是結束。網絡上發出的 PCM 值不僅僅是二進制補碼值。相反，每個轉碼法都有適用的特殊規則。

對于μ法：

負數具有零號位;正值有一個符號位。

幅度值反轉：因此，0 由 11111111b1 表示，而 +0 由 11111110b<> 表示。這保證了傳輸流中大量的一位（許多類型的物理層傳輸機制僅在一位上具有電平轉換;因此，高數量的一位使時鐘恢復更容易。

有一個“正零”值和一個“負零”值，分別由0b11111111和0b01111111表示。

最大的負數是 -127，用 0b00000000 表示。但是，為了保持時序完整性，許多系統不允許全零值，這些系統通過反轉位1自動阻止全零碼。這使得代碼流發生了不可逆轉的更改（0b00000000 變為 0b00000010），但對于音頻傳輸，它不會對感知聲音產生太大變化 - 兩個代碼都非常響亮！（此設計不執行此功能，但很容易進行更改。

對于A法：

就像在μ定律中一樣，負數有一個零號位。

就像在μ定律中一樣，有一個“負零”值和一個“正零”值，分別由 0b00000000 和 0b10000000 表示。

在傳輸之前，每個A定律單詞都與0x55進行異或運算;有效地反轉字節中的其他位。與μ定律的反轉一樣，這保證了高密度，使時鐘恢復更容易。

譯碼

解碼八位PCM樣本比編碼容易得多，因為無需對信號進行重新采樣。應用 PCM 法律規則后，將保留一個 16 位有符號量級值。將該值用作適用 PCM 表的索引（考慮登錄）;結果是一個 <> 位有符號值，可以傳送到 DAC。

本項目選擇的轉換器是MAX5722雙通道DAC。這是一款 12 位 DAC，采用經濟型 5722 引腳 μMAX 封裝。與大多數DAC一樣，MAX1需要外部電壓基準。幸運的是，MAXQ25上有一個3120.<>V帶隙基準，適合此目的。

MAX5722為串行接口DAC，這意味著微控制器必須創建適合DAC的串行流。DAC接口是同步的，因此不需要連續時鐘，只需要片選低時的時鐘。這允許僅使用微控制器的通用I/O使用三線接口。

請注意，在本設計中，ADC通道的輸入范圍為-1.0V至+1.0V，而DAC輸出通道的輸入范圍為0.0V至+1.25V。在實際的電信應用中，例如線卡，這些電平可能會轉換為其他模擬電平（例如，通常將1Ω阻抗中的600mW定義為0dBm，這是電信網絡中通常遇到的最大電平）。

PCM 總線

現在我們知道了如何將模擬波形轉換為壓縮的PCM格式并返回，只剩下一個問題：與PCM總線接口。

大多數情況下，與PCM高速公路的接口涉及連接到四線總線：終端將數據放置在其上的傳輸數據線;中繼設備在其上放置數據以及終端接收數據的接收數據線;通常對每個終端唯一的幀同步線，當總線包含用于該終端的數據時，該同步線會發出脈沖以指示;還有一個位時鐘。由于我們的編解碼器旨在作為終端設備，它將接收位時鐘和幀脈沖，在接收數據線上接收數據，并在發送數據線上傳輸其數據。

在T1系統中，時鐘運行在1.544MHz。這意味著當幀脈沖到達時，我們必須在短短幾個時鐘周期內非常快速地做出響應。一位時間略高于625ns，或五個指令周期。由于此時間遠小于典型的中斷延遲（當考慮中斷、上下文保存和開銷時），因此僅用中斷響應幀脈沖信號還不夠快，必須找到另一種解決方案。

該方案是使用MAXQ3120中的三個定時器之一，在幀脈沖到達前幾微秒中斷處理器。然后，當幀脈沖最終到達時，處理器已被中斷，已保存其上下文，并準備將每個周期專用于 PCM 總線任務。它的工作原理如下：設置一個計時器在 110μs 后過期。在所有位移出后，在每個幀事件結束時啟動計時器。在T1系統中，兩個樣品在10.4μs內移出。當定時器中斷處理器時，軟件立即開始尋找幀脈沖的前緣。這是系統中唯一的中斷。其他所有內容都會被輪詢，并且可以等到將 PCM 數據上下總線的重要任務完成。

一旦幀脈沖到達，處理器就會保持非常繁忙的狀態。它必須移動發送緩沖器并將輸出位寫入端口，然后在五個周期內讀取輸入位并移位接收緩沖器。MAXQ3120在<>個周期內完成此操作。

您可能會注意到，此討論以 T1 總線為中心，但 E1 呢？在2.048MHz時，E1系統每比特僅允許略高于488ns或少于四個指令周期。因此，E1 PCM 總線的管理需要外部硬件的幫助。例如，由位時鐘驅動的廉價移位寄存器將減輕位電平時序的嚴格要求。

附加功能

編解碼器已完成。但是，由于獨立編解碼器價格低廉且數量豐富，因此從微控制器構建編解碼器是沒有意義的，當然，除非作為設計師，您別有用心。以下是一些可能促使設計人員考慮此類系統的想法：

預過濾當信號采用線性PCM格式時，這是對信號應用均衡、動態范圍壓縮、噪聲門控或任何其他操作的絕佳機會。雖然MAXQ3120不是傳統意義上的DSP，但這些功能很容易在處理器可用的馬力范圍內。

帶內信令提取高效、簡單的算法可用于檢測線性 PCM 流中的帶內音調。可以利用這些算法來檢測DTMF數字，并使用這些算法來實現某些特性和功能。還可以使用音調檢測，通過精確檢測撥號音（在北美，350Hz + 440Hz）、站鈴（440Hz + 480Hz）和忙音（480Hz + 620Hz）來確定呼叫進度。

會議橋將通道 1 的接收音頻混合并將其與通道 2 的傳輸音頻組合在一起很簡單，反之亦然。通過這樣做，您有效地為兩個渠道創建了一個數字會議橋。由于網橋是數字的，因此不會損失語音質量。如果希望橋接兩個以上的通道，只需添加更多的MAXQ3120器件即可。

結論

雖然MAXQ3120并非專門針對電信行業，但其片內精密ADC和DSP功能為設計人員提供了廣泛的機會來創建定制的硬件和軟件解決方案。各種開發工具的可用性使設計任務變得簡單。

審核編輯：郭婷