MAX1472、MAX1479和MAX7044 300MHz至450MHz ASK發送器IC用于需要極小封裝的應用，如汽車鑰匙扣和胎壓監測器。通常，小環是唯一適合這些封裝之一的天線。由于與這些頻率下的波長相比，環路非常小，因此它們的Q值非常高，并且對良好的阻抗匹配提出了挑戰。

本應用筆記顯示了小環路的典型阻抗值，并建議了這些阻抗的匹配網絡。它證明了這些網絡在抑制發射頻率的諧波方面的有效性。大多數用于這些應用的發送器IC，如Maxim MAX7044、MAX1472和MAX1479，偏置是為了獲得最大效率而不是最大線性度，這意味著功率放大器（PA）輸出的諧波含量可能非常高。使用這些器件的所有國家/地區的監管機構都會限制雜散發射，因此衰減來自PA的諧波功率非常重要。

環路與Maxim發送器IC阻抗匹配的完整模型必須包括偏置電感、PA輸出電容、走線、封裝、寄生效應等。這些因素將略微修改本說明中定義的匹配組件值。此處詳述的網絡與MAX7044發送器相匹配，但與MAX1472和MAX1479配合使用也令人滿意。MAX7044在驅動125Ω負載時可實現最高效率，而MAX1472和MAX1479則支持大約250Ω負載。將MAX1472和MAX1479與這些網絡配合使用可使失配損耗增加約1dB——如果需要，可以稍微改變網絡以恢復失配損耗。

電小環天線的阻抗

這三個量來自天線理論教科書中的表達式。

典型的印刷電路板環路，其尺寸用于計算小環路的代表性電阻和電抗值，如圖1所示。它大致呈矩形，25毫米乘32毫米，走線寬度為0.9毫米。在 315MHz 時，這些尺寸導致上面列出的三個量的以下值：

對于其他常用頻率 433.92MHz，值為：

圖1.印刷電路板上的小環。

耐輻射性極小。此外，耗散損耗產生的電阻可能是輻射電阻的十倍以上，這意味著該環路可能的最佳輻射效率在8MHz時約為315%，在27.433MHz時約為92%。通常，一個小回路可能只能輻射來自發射器的百分之幾的功率。

基本匹配網絡

最簡單的匹配網絡是“分離電容器”，在最近的微波和射頻文章中進行了描述。3通過偏置電感將該網絡連接到PA輸出，如下圖2所示，可以調整C的值2使其與L的并聯組合產生共鳴1、PA相關電容和C的殘余電抗1和環形天線電感。電容器 C 的等效串聯電阻 （ESR）1典型值為0.138Ω，因此串聯電容的小環路的總電阻在0MHz時為46.315Ω。

在315MHz諧振匹配網絡頻率下，微小環路電阻由環路和C的串聯電抗轉換1至等效并聯電路，最佳負載電阻為125Ω（MAX7044效率最高，負載阻抗最佳）。請注意，MAX7044數據資料中引用的效率適用于50Ω負載。輻射效率的最佳電阻可能不同。我們的PA在廣泛的阻抗和功率水平范圍內保持高效率。并聯電容，C2，以及偏置電感的并聯電感L1，調出等效并聯電路的電抗。

圖2.帶偏置電感器的分離電容器。

C的組合1環路電感在目標頻率處形成正電抗。因此，我們可以將兩個電容和環路電感視為一個“L”匹配網絡（并聯C，串聯L），它將小環路電阻變換至125Ω。從左到右看，它是一個低通高到低匹配的網絡。有人可能會爭辯說，偏置電感對于匹配并不重要。然而，偏置電感實際上有助于抑制更高的諧波，并且對于為PA的工作電流提供直流路徑至關重要。

表1顯示了與上述環形天線完美匹配的值。

表 1.分離電容器匹配的理想元件值

該 C2表中的電容不包括來自PA輸出和PC板雜散電容的大約2pF。這個 2pf 被添加到 C2本說明中介紹的所有匹配計算中的值。

該匹配在315MHz的頻率依賴性如圖3的RF功率傳輸曲線所示。這些曲線是通過評估從電源輸送的功率表達式（RS） 到負載阻抗 （RL+ XL），其中負載阻抗是匹配網絡變換的環形天線阻抗：

將該表達式乘以天線效率和匹配組件產生的功率損耗，得到輻射功率與可用功率的總比值。

所有圖都顯示在315MHz處，頻率依賴性的討論僅適用于315MHz.433.92MHz處的行為相似，但未顯示。

圖3.從RFIC發射器到環形天線的功率傳輸。

假設環形天線模型正確，實現了匹配電容的精確值，失配損耗為0dB;-14.1dB的天線損耗只是電容器增加的效率損耗和耗散損耗（輻射電阻除以總電阻）。與完全不匹配的36.2dB損耗（25dB失配損耗，加上11.2dB效率損耗）和調諧天線電抗的單并聯電容的34.7dB損耗（19dB失配損耗，加上15.7dB效率和電容耗散損耗）相比，這種匹配有了很大的改進。圖中包括單個并聯電容“匹配”的功率傳輸作為參考。

實際上，小環形天線的Q值比理論預測的要低得多。通過對圖1所示印刷電路板環路的實驗室測量，得出的2MHz時的總等效串聯電阻為2.315Ω，而不是理論值為0.46Ω。使用該電阻，表2給出了與環路匹配的標準電容和電感值。

表 2.分離電容匹配的實用元件值

實用環形天線的功率傳輸也如圖3所示。由于實際環路的損耗電阻大約是理論環路的四倍，因此最佳功率傳輸約為-20dB而不是-14dB。雖然功率傳輸曲線的頻率比理論環路寬，但它仍然足夠窄，元件容差足以將峰值移動到另一個頻率，并降低預期頻率下的功率傳輸。如果所有三個匹配組件的值都高5%，則功率傳輸降至-26dB。

通過“失諧”匹配網絡，功率傳輸特性可以在頻率上加寬，從而降低對元件容差的敏感性。這可以通過“蠻力”方法完成：簡單地向環形天線添加電阻，或將阻抗轉換為與發射器不完全匹配的值。無論采用哪種方法，都會擴大匹配帶寬，代價是增加的電阻中更高的功率耗散或失諧匹配網絡中的失配損耗更高。為了換取可預測的功率傳輸，采取一些功率損耗來換取可能是可取的，因為在窄帶比賽中漂移頻率的懲罰是如此之高。

此處采用的拓寬方法將環形天線與比MAX7044更高的阻抗相匹配（500Ω至1000Ω，而不是125Ω），并接受失配損耗（以及不可避免的耗散損耗）。這種方法降低了工作電流，這是一個額外的好處。

表3顯示了一組Ls和Cs，它們將環路阻抗轉換為約500Ω。它們四舍五入到最接近的標準 L 和 C 值。

表 3.帶寬分路電容匹配的元件值

該電路將315MHz時的功率傳輸降低至-22dB，但將損耗變化減小至5%至3dB。

圖3顯示了上述調諧網絡中的損耗。請注意完美調諧的網絡有多窄，以及“失諧”網絡如何具有更多的損耗，但帶寬更寬。

這些簡單的分離電容網絡抑制諧波的能力如何？圖3延伸至1000MHz，顯示理論匹配頻率響應在二次諧波時下降56dB，在第三次諧波時降低58dB。由于基頻處的響應下降14dB，因此其二次和三次諧波抑制分別為42dB和44dB。由于實際匹配和“失諧”匹配更為典型，因此它們是諧波抑制的真正指標。實際匹配在基波處下降20dB，在二次諧波處下降50dB，因此二次諧波抑制為28dB。“失諧”匹配在基波處下降22dB，在二次諧波處下降46dB，因此二次諧波抑制為24dB。這種抑制不足以輻射FCC在315MHz下允許的最大平均功率。允許的輻射場強約為6000μV/m，對應于-19.6dBm的輻射功率。二次諧波不能超過200μV/m（-49dBm），因此發射器需要近30dB的諧波抑制才能輻射最大允許平均功率。FCC 對 260MHz 至 470MHz 免許可頻段的規定允許低占空比、峰值功率輻射，其水平比平均功率高出 20dB。因此，在某些情況下，需要超過30dB的二次諧波抑制。

具有更高載波諧波抑制的匹配網絡

實現更好的諧波抑制的一種簡單方法是在匹配網絡中添加一個低通濾波器。這可以通過在分離電容匹配網絡和發射器輸出之間插入一個pi網絡來完成。由于 pi 網絡可以變換阻抗，因此阻抗變換有許多可能的組合。此處的示例生成了 L 和 C 匹配分量的實際值。圖4顯示了網絡：低通濾波器中的一個并聯電容與分離C匹配網絡中的并聯電容組合在一起;另一個并聯電容的值已經過調整，以調出IC中的偏置電感和雜散電容，此外還用作匹配網絡的一部分。

圖4中環形天線近乎完美匹配的值如下表4所示。

表 4.分離電容的元件值與改進的諧波抑制相匹配

圖4.分離C匹配網絡與低通濾波器相結合。

在圖4的配置中，分離C將低環路電阻轉換為大約150Ω（非常接近125Ω，以實現PA的最大效率），pi網絡是設計用于125Ω輸入和輸出阻抗的低通濾波器。失配損耗為-0.1dB，并且該匹配的帶寬再次較窄，并且對元件容差高度敏感。匹配仍然非常窄，因為嘗試了精確的阻抗匹配，盡管有多個網絡。結果仍然是一樣的：窄帶寬匹配對元件公差敏感。

通過失諧分離電容匹配網絡，但保留12Ω pi網絡低通濾波器，可以提高該匹配網絡的帶寬（并降低對元件的靈敏度容差）。下表所示的C1和C2值將環形天線的并聯電阻轉換為約500Ω，而不是最佳匹配的150Ω。由此產生的天線和125Ω低通濾波器之間的失配將失配損耗增加到2dB，但拓寬了匹配帶寬。

表 5 給出了此匹配的值。

表 5.帶寬更寬的分壓電容匹配的元件值與改進的諧波抑制

因此，分離電容匹配的輸出故意與pi部分不匹配。改變分離電容值，將變換后的環路電阻提高到500Ω以上，同時保持相同的pi匹配網絡，進一步擴大匹配帶寬，隨之而來的失配損耗增加。

近乎理想的匹配網絡和解諧網絡的行為，以及一個簡單的并聯電容作為參考，如圖5所示。雖然這些數據與圖3中的曲線相似，但諧波抑制卻大不相同。近乎理想的匹配現在具有49dB的二次諧波抑制，而失諧匹配具有44dB的二次諧波抑制。

圖5.從 RFIC 發射器到環形天線的功率傳輸。低通濾波器添加到匹配部分。

總結和結論

為了匹配小環形天線，重要的是要記住，其等效串聯阻抗是具有微小串聯電阻的電感，其主要由損耗電阻和更小的輻射電阻組成。小環天線的等效并聯阻抗是具有大并聯電阻（5kΩ至50kΩ）的電感。這兩種表示都難以與100歐姆至300Ω的電阻相匹配。

與環路串聯的小電容器和串聯電容和環路并聯的大電容的組合，是匹配環路的簡單方法。精確的阻抗匹配非常高Q（環路電抗與電阻之比），這意味著元件值、頻率或工作環境的任何漂移都會降低匹配性能并顯著增加失配損耗。選擇有意擴大匹配帶寬的標準電容器和電感值將產生對組件變化和環境更耐受的匹配。這種更寬帶寬的犧牲是更多的失配損失，但損失更可預測。已經給出了315MHz和433.92MHz的例子。

當諧波抑制很重要時，最好在匹配網絡中再使用兩個組件，與匹配網絡一起形成一個低通濾波器。本應用筆記中選擇的分離C和低通濾波器組合網絡可將諧波抑制性能提高約20dB，優于簡單的分離C匹配網絡。

用戶可能需要稍微調整此處介紹的匹配網絡中的值，以適應電路板或匹配元件本身的雜散電抗和損耗。還應注意確保所有匹配的分量都遠低于（最好是兩個倍頻程）其自諧振頻率（SRF）。

比每個匹配組件的具體值更重要的是這些匹配網絡的基本結構。分路C部分的目的是將環路電阻值轉換為更合理的范圍。pi網絡低通濾波器的目的是抑制更高的頻率，在需要時執行額外的匹配，并確定匹配的帶寬。只要用戶在接近網絡時考慮到這一點，就可以找到正確的組件值。

審核編輯：郭婷