無線發射器中增益和反射功率的測量和控制是經常被忽視的關鍵輔助功能。從天線反射回來的功率使用電壓駐波比（VSWR）或反射系數（也稱為回波損耗）來指定。低平比會導致電視廣播系統中出現陰影，因為天線反射的信號會再次從功率放大器反射，然后重新廣播。在無線通信系統中，陰影會產生類似多路徑的現象。雖然較差的VSWR會降低傳輸質量，但同軸電纜或天線損壞導致的災難性VSWR在最壞的情況下可能會破壞發射器。信號鏈的增益作為調節發射功率電平的整體努力的一部分進行測量和控制。如果傳輸的功率過多或過少，結果將是違反排放法規或鏈路質量差。反射系數是通過測量正向和反向功率之間的比率來計算的。另一方面，增益是通過測量輸入和輸出功率來計算的。用于測量增益和VSWR的硬件具有很高的通用性，可以減少整體元件數量。本文將重點介紹可用于在無線發射器中進行這些原位測量的技術。

典型的無線發射器

圖1所示為典型的無線發射器。它由混合信號基帶電路、上變頻器（通常包括一個或多個中頻或中頻）、放大器、濾波器和功率放大器組成。這些組件可能位于不同的PCB上，甚至可以在物理上分開。在所示示例中，室內機通過電纜連接到室外機。在這種配置中，兩個單元可能具有定義明確的溫度穩定增益。或者，每個單元可能要提供明確定義的輸出功率。對于向天線提供已知功率電平的最終目標，有兩種不同的方法：功率控制或增益控制。

圖1.功率控制與增益控制。

通過功率控制，系統依賴于能夠精確測量輸出功率（在本例中使用檢測器D）。一旦測量了輸出功率，系統中某些組件（在本例中可能是IF VGA）的增益就會發生變化，直到在天線上測量到正確的輸出功率。無需知道電路的增益或確切的輸入信號幅度;只需改變增益或輸入信號，直到輸出功率正確。這種方法通常（錯誤地）稱為自動增益控制或AGC。正確來說，它應該被稱為自動功率控制或APC，因為精確調節的是功率而不是增益。

增益控制采用不同的方法。這里，至少使用兩個功率檢波器來精確調節整個信號鏈或其一部分的增益。然后將精確的輸入信號施加到信號鏈上。許多因素最終決定了使用哪種方法。功率控制只需要一個功率檢測器，在組件固定的不可配置變送器中是有意義的。例如，可以在RF HPA的輸出端測量功率，但可以使用IF VGA進行調整。另一方面，增益控制在組件來自不同供應商的可重新配置系統中可能更有意義。在本例中，測量HPA的輸入功率和輸出功率（使用檢波器C和D），因此增益可以獨立于電路中的其他模塊進行調節。請注意，電源/增益控制環路可以全部基于模擬或微處理器。在本例中，增益控制不太實用，因為所需的兩個檢測器信號（檢測器A和D）在物理上彼此相距甚遠。更實用的方法是獨立控制室內和室外單元的增益。

射頻檢波器

直到最近，大多數RF功率檢波器都是使用溫度補償半波整流二極管電路構建的。這些器件在有限的動態范圍（通常為 20 至 30 dB）內提供與輸入電壓成比例的輸出電壓。因此，輸出電壓和輸入功率之間的關系（以dBm為單位）呈指數級增長（見圖2）。雖然溫度補償二極管檢波器的溫度穩定性在高輸入功率（+10至+15 dBm）下非常出色，但隨著輸入驅動器的減小，溫度穩定性會顯著降低。另一方面，對數檢波器在大動態范圍（高達100 dB）內提供與輸入信號對數成比例的輸出電壓。溫度穩定性通常在整個動態范圍內是恒定的。對數響應器件在增益和VSWR測量應用中具有關鍵優勢。為了計算增益或反射損耗，必須計算兩個信號功率（輸出/輸入或反向/正向）的比值（見圖3）。必須使用模擬分頻器來通過線性響應二極管檢測器執行此計算，但使用對數響應檢測器時只需要簡單的減法（因為對數（A / B）=對數（A）-對數（B））。與分立式方案相比，雙RF檢波器具有額外的優勢。當兩個器件（在本例中為RF檢測器）在同一硅晶圓上制造時，它們的行為自然趨勢相似。例如，兩種器件將具有相似的溫度漂移特性。在求和節點處，此漂移將消除，以產生溫度更穩定的結果。

圖2.二極管和對數檢測器的傳遞函數。

圖3.使用二極管和對數檢波器計算增益。

增益測量示例

圖4所示為使用雙功率檢波器調節增益的發送器。所示的簡化發射信號鏈由高性能中頻合成DAC、VGA、混頻器/上變頻器和高功率放大器組成。AD9786和AD9779等高性能DAC的工作采樣頻率高達500 MSPS及以上，能夠合成中頻輸出（本例中為100 MHz）。DAC的輸出在施加到ADL5330可變增益放大器之前，使用帶通濾波器進行奈奎斯特濾波。方便的是，放大器接受差分輸入，該輸入可直接連接到差分濾波器的輸出。這反過來又與DAC輸出相關聯。VGA輸出使用巴倫變壓器從差分轉換為單端，然后施加到ADL5350混頻器。經過適當的濾波（未顯示）后，信號被放大并以30 W（約+45 dBm）的最大輸出功率電平傳輸。

圖4.使用雙均方根響應對數檢測器進行增益控制。

通過檢測DAC輸出端和HPA輸出端的功率來測量信號鏈的增益。然后通過調整VGA的增益來調節增益。在DAC和PA輸出端，采集信號樣本并饋送到檢波器。在HPA輸出端，定向耦合器用于分接部分流向天線的功率。雙通道檢波器AD8364的傳遞函數（見圖5）顯示，在所使用的輸出頻率（本例中為2140 MHz）下，檢波器在低于–10 dBm的功率水平下具有最佳的線性度和最穩定的溫度漂移。因此，來自定向耦合器的功率（+最大25 dBm）在施加到檢波器之前必須衰減。如果最大化檢波器動態范圍對應用不是關鍵，則可以將衰減保守地設置為41 dB，以便檢波器看到–16 dBm的最大輸入功率。這仍然留下了大約34 dB的有用動態范圍，可以控制增益。為了檢測DAC輸出端的輸入功率電平，在這個低頻下，定向耦合器是不切實際的。此外，不需要定向耦合，因為電路中的此時反射信號很少或沒有反射信號。此外，輸送到VGA的功率為–10 dBm，因此輸送到檢波器的功率僅低6 dB。由于檢波器的輸入阻抗為200 Ω，VGA的輸入阻抗為50 Ω，因此很快就清楚，兩個器件可以簡單地并聯連接。在兩個輸入端存在相同電壓的情況下，50 至 200 Ω 阻抗比將產生方便的 6 dB 功率差。在需要高測量精度的情況下，必須注意功率檢測器的溫度穩定性。如果探測器的溫度漂移特性隨頻率變化，這個問題會更加復雜。所示的雙檢測器提供溫度補償節點。通過將電壓連接到每個檢波器的ADJ引腳來激活溫度補償（該電壓可以使用2.5 V片內基準電壓源的電阻分壓器方便地獲得）。低頻輸入（ADJB接地）無需補償，而ADJA需要1 V補償電壓，以最大限度地降低2.1 GHz的溫度漂移。雖然應用電路的重點是增益測量，但應該注意的是，也可以測量輸入功率和輸出功率。各個檢測器的輸出是可用的，可以單獨采樣。由于檢測器具有對數響應功能，因此可以簡單地減去其輸出以產生增益。該減法在片內執行，增益結果以差分電壓形式提供。滿量程差分電壓約為±4 V（偏置至2.5 V），斜率為100 mV/dB。使用LSB大小為~10 mV（±10 V滿量程）的5位ADC進行數字化，可實現0.1 dB測量分辨率。

圖5.雙均方根響應對數檢測器的增益傳遞函數。

駐波比測量示例

雙對數檢測器也可用于測量天線的反射系數。在圖6中，使用了兩個定向耦合器，一個用于測量正向功率，另一個用于測量反向功率。與前面的示例一樣，在將這些信號施加到檢測器之前，需要額外的衰減。AD8302雙通道檢波器的測量范圍為±30 dB。本示例中使用的水平規劃如圖 7 所示。在本例中，HPA的預期輸出功率范圍為30 dB，范圍為+20至+50 dBm。在此功率范圍內，應該能夠精確測量從0 dB（短負載或開路負載）到–20 dB的反射系數。AD8302的每個檢波器的標稱輸入范圍為0至–60 dBm。在本例中，檢波器輸入端的最大正向功率+50 dBm降至–10 dBm。當HPA以+20 dBm的最低功率水平發射時，檢波器看到的功率為–40 dBm，仍在其輸入范圍內。

圖6.使用雙對數檢測器進行回波損耗測量。

圖7.使用雙對數檢測器進行駐波比測量的電平規劃。

來自反向路徑的功率按相同的量填充。這意味著該系統能夠測量高達0 dB的反射功率。如果系統設計為在反射系數降至某個最小值（例如10 dB）以下時關閉，則可能不需要這樣做，但這是允許的，因為探測器具有如此大的動態范圍。例如，當HPA發射+20 dBm時，如果天線的回波損耗為60 dB，反向路徑檢測器的輸入功率將為–20 dBm。應用電路提供回波損耗的直接讀數，但不提供絕對正向或反向功率的信息。如果需要此信息，增益控制中使用的雙檢波器將更有用，因為它將提供絕對正向和反射功率以及反射系數的測量值。回波損耗測量中使用的雙對數檢測器還提供相位輸出。由于漸進式壓縮對數放大器的主信號路徑增益較大，因此輸入信號的有限（幅度飽和）版本是自然的副乘積。這些限幅器輸出相乘，產生相位檢測輸出，范圍為180°，以90°的理想工作點為中心。在VSWR應用中，該信息構成反射信號的相位角（相對于入射信號），可用于優化輸送到天線的功率。

使用單個對數檢波器和RF開關測量放大器增益

圖8顯示了增益測量的另一種方法，該方法也適用于VSWR測量。在此應用中，需要測量和控制PA的增益。示例中的PA工作頻率為8 GHz，輸出功率范圍為+20至+50 dBm。這是一個固定增益PA，因此通過改變輸入功率來調節輸出功率。兩個定向耦合器用于檢測輸入和輸出功率。但是，只有一個對數檢波器，因此兩個信號使用單刀雙擲RF開關交替連接到檢波器。AD8317檢波器在此頻率下的輸入范圍為0至–50 dBm。為了測量增益，輸入和輸出功率交替測量和數字化。然后簡單地減去結果以產生增益。一旦知道增益，數字控制環路就通過偏置調整對PA的增益進行任何必要的調整來完成。此示例的電平規劃如圖 9 所示。使用衰減使RF開關上的兩個輸入功率電平靠近并在檢波器的輸入范圍內。

圖8.使用單個對數檢測器進行增益測量。

圖9.使用單個對數檢測器進行增益測量的電平規劃。

無需工廠校準即可精確測量增益

除了減少元件數量外，這種增益測量方法還具有許多有趣的功能。由于使用相同的電路來測量輸入和輸出功率，因此無需校準電路即可進行精確、溫度穩定的增益測量。查看對數檢測器的標稱傳遞函數將有助于理解原因（參見圖 10）。

為了找出未知的PIN，可以將等式改寫為：

由于增益是測量輸入功率的差異（仍然必須考慮兩條路徑的不同衰減水平），因此可以寫為

因此，計算增益不需要檢波器的截距。即使檢測器的斜率會因設備而異，并且會隨溫度而變化，如果 V輸出1和 V輸出2彼此接近（可以通過良好的水平規劃來完成，并且由于探測器的輸入范圍有限），斜率的典型值可以直接從數據表中獲取并用于上述計算。

圖 10.校準日志檢測器。

輸出功率監控

在使用單個對數檢測器的增益測量中，測量功率以計算增益，因此所示系統也可用于監視輸出功率。但是，如果沒有工廠校準，就無法精確完成此操作。要校準電路，必須暫時用功率計替換天線。然后在檢波器線性范圍內的兩個點測量輸出功率和檢波器電壓。然后，這些數字將用于計算探測器的斜率和截距。為了獲得最佳精度，檢測器包括一個溫度補償引腳。在該引腳和地之間連接一個電阻，以在工作頻率（所示示例中為0 GHz）將溫度漂移降低至約±5.8 dB。因此，無需在整個溫度范圍內進行任何額外的校準。

結論

由于其線性dB傳遞函數，對數放大器可以輕松用于測量增益和回波損耗。當使用雙器件時，可以實現非常高的測量精度。在某些情況下，這可以在沒有工廠校準的情況下實現。在所有情況下，都需要仔細的功率電平規劃，以便功率檢測器以提供良好線性度和溫度穩定性的功率水平驅動。

審核編輯：郭婷