以下應用筆記描述了子采樣接收器中一些最重要的系統級參數。它還展示了各種方法，可幫助系統設計人員確定滿量程范圍、小信號本底噪聲、信噪比和無雜散動態范圍等特性所需的性能參數需求。

寬帶電信接收器設計總是需要外差架構，以便在存在干擾源或阻塞信號的情況下實現最佳靈敏度性能。本文以蜂窩CDMA2000多載波接收器設計為例，討論了影響模數轉換器（ADC）元件選擇的一些最重要參數，如中頻頻率、接收器的模擬功率增益、信號帶寬和ADC的采樣時鐘頻率。通過設計示例，討論了以下附加ADC參數：滿量程（FS）功率、小信號本底噪聲（SSNF）、信噪比（SNR）和無雜散動態范圍（SFDR）。16位、80Msps MAX19586 ADC是目前所有ADC中最低的本底噪聲，無需在接收器設計中使用增益降低技術或自動增益控制（AGC）。憑借出色的噪聲性能以及SFDR性能，MAX19586滿足或超過此類應用的所有ADC要求。

外差接收器包括一個第一混頻器 （LO1），用于將射頻波形轉換為第一中頻 （IF） 信號（圖 1）。該IF信號可以數字化或饋送到第二個混頻器（LO2），以將所需信號轉換為更低的IF。將信號轉換為較低的IF頻率可以利用ADC更好的噪聲和線性度性能，這通常在較低頻率輸入時實現。一種稱為子采樣的技術用于以滿足信號帶寬奈奎斯特準則的速率對實際帶通信號進行數字化，但不符合其絕對頻率。使用這種技術，ADC將真實信號數字化，然后使用數字信號處理（DSP）方法將其轉換為數字域中的復雜組件。此技術的優點包括降低硬件復雜性和成本。這些優點是可能的，因為子采樣方法執行部分下變頻任務。但是，這種架構要求ADC具有更高的時鐘速度和更大的整體動態范圍（即更低的噪聲和更高的線性度）。盡管子采樣技術提供了好處，但一個重要的缺點是噪聲混疊。如果輸入信號沒有充分的頻帶限制，這種混疊會降低等效的ADC SNR性能，從而使混疊頻帶中的噪聲被數字化，并與所需信號一起轉換為基帶。

圖1.使用性能曲線確定所示外差接收器的ADC NF、接收器功率增益和最高阻塞電平之間的權衡。

假設圖1中的簡化框圖代表蜂窩基站系統的典型雙下變頻接收器，其中兩個相同的接收器分支通常用于分集接收。如果消除LO2，則可實現單個下變頻實現。假設ADC對三個連續的cdma2000載波進行數字化處理，每個載波的帶寬約為1.23MHz。載波將在ADC之后使用DSP方法進行調諧和濾波。在本例中，選擇ADC時鐘速率為cdma64載波芯片速率2000.1Msps或2288.78Msps的64倍。對于子采樣接收器，時鐘速率建立奈奎斯特帶寬（f?時鐘/2），這是計算ADC有效噪聲系數（NF）時的一個重要因素。

對于此示例，假設目標系統 NF 為 4dB，模擬電路 NF 為 3.8dB。因此，為了在沒有阻塞信號的情況下滿足系統靈敏度，ADC只能為系統總NF貢獻0.2dB。請注意，4dB的NF值明顯優于3GPP2 cdma2000標準的要求。然而，它代表了許多蜂窩基站制造商為提供最低要求的裕度而追求的性能。圖1中的曲線顯示了滿足目標系統噪聲系數所需的模擬功率增益和ADC NF的組合，以及天線上可以容忍的最高帶內干擾源（阻塞源），而無需使用自動增益控制。模擬電路所需的功率增益取決于ADC的等效NF性能，可以根據其FS功率電平（以dBm為單位）、SSNF和轉換速率來計算。

圖2.一旦知道ADC采樣頻率和IF帶寬，圖形表示就可以簡化識別混疊頻段的任務。

圖2說明了未濾波噪聲如何混疊到所需頻段，從而提高ADC SSNF電平并降低SNR性能。在本例中，三個cdma2000 RF載波在135MHz帶寬下變頻至5MHz，并施加于ADC輸入。該輸入信號的二階和三階諧波由ADC產生，可以忽略，因為它們不會混疊回所需頻段。雖然該圖僅顯示2個奈奎斯特頻段，但假設ADC全功率輸入帶寬擴展到3MHz，則高達16個奈奎斯特頻段的信號頻率可以有效地混疊到目標頻段。如果衰減不當，這些混疊信號頻率會降低ADC噪聲性能。

假設采樣頻率為78.64Msps，所需IF帶寬為5MHz，則混疊頻帶從DC擴展到629.12MHz（8 x f時鐘） 的中心為 22.28MHz、56.36MHz、100.92MHz、179.56MHz，依此類推到 606.84MHz。第3和第5個混疊帶中心頻率與奈奎斯特帶邊緣的頻率偏移分別為Δf1和Δf2。總之，有一個以135MHz為中心的所需頻段和15個混疊頻段。如果只有一個混疊頻段的噪聲未經濾波進入ADC模擬輸入，則噪聲系數下降將為10 x log（2）或3dB。如果混疊頻帶中沒有濾除噪聲，假設ADC對每個混疊頻段的數字化效率與所需信號一樣高效，則ADC的有效噪聲系數理論上會降低10 x log（15）或11.8dB。

為了正確濾除混疊頻帶中的噪聲，最接近的高邊混疊頻帶（>16.177MHz）和最接近的低邊混疊頻帶（<06.103MHz）的最小衰減目標為42dB，以確保發生小于0.2dB的噪聲衰減。當然，更多的衰減將產生更少的ADC NF劣化。

圖3.必須針對兩種信號條件確定ADC要求：靈敏度和存在大干擾源（阻塞信號）時。

使用相同的cdma2000示例，圖3說明了兩種情況下所需的ADC性能：a）不存在阻塞信號時的接收器靈敏度，以及b）存在阻塞信號時接收器靈敏度下降。

為了計算ADC在這兩種條件下的有效噪聲系數，假設ADC輸入端接一個等效的200Ω電阻，并計算FS功率電平。對于 2.56V 的滿量程電壓輸入P-P，FS 功率電平等于 +6dBm （RMS）。在無阻塞信號的情況下，假設ADC SSNF為-82dBFS，并計算出奈奎斯特帶寬中的ADC本底噪聲電平，當時鐘頻率為76.78Msps時，等于-64dBm。在 1Hz 帶寬中，本底噪聲電平為 -152dBm;與-174dBm/Hz的本底熱噪聲相比，假設噪聲頻譜在奈奎斯特帶寬內的所有頻率上都是平坦的，ADC的有效噪聲系數為22dB。這種噪聲系數性能很難通過ADC獲得，但使用MAX19586可以實現。

圖1圖顯示，當ADC的有效噪聲系數為31dB時，模擬電路必須提供4.4dB的功率增益才能實現22dB的系統噪聲系數。對于這種規格組合，不使用自動增益控制時可以容忍的最高RMS阻塞信號為-27.4dBm，如圖3所示的功率電平：

滿量程 - 裕量 - 增益 = +6dBm - 2dB - 31.4dB = -27.4dBm

在任何接收器中，當存在高電平阻斷因子時，通常使用AGC級。然而，降低增益通常會導致較高的總接收器NF，從而降低所需的接收器靈敏度。在多載波接收器中，當試圖在存在大型阻塞器的情況下檢測最小的載波時，這尤其有害。如果ADC具有非常低的本底噪聲（MAX19586也是如此），則最初需要較少的增益即可達到所需的靈敏度。因此，接收器能夠在不使用AGC的情況下容忍較大的阻塞信號。

當天線上同時存在帶內阻塞器和所需的cdma2000載波時，3GPP2標準允許3dB靈敏度下降。這種退化包括模擬電路和ADC噪聲和失真增加的影響。假設1dB的退化預算用于模擬電路，2dB預算用于ADC。在本例中，系統NF（加上失真）從4dB增加到7dB，增益保持在31.4dB。在 4Hz 帶寬內，模擬電路的新 NF 加失真為 8.34dB，ADC NF 加失真為 4.139dB 或 -6.1dBm（圖 3）。在奈奎斯特帶寬中，等效噪聲加失真電平為-63.6dBm。

作為第一個近似值，假設ADC噪聲和雜散功率對總ADC NF加失真的貢獻相等，則奈奎斯特帶寬分別低3dB或-66.6dBm。將此電平與ADC輸入端+4dBm的阻塞功率進行比較，可獲得所需的70.6dBSNR性能。所需載波帶寬中的噪聲功率可以通過將cdma2000載波帶寬中的噪聲功率與奈奎斯特帶寬中的噪聲功率之比來計算。在這種情況下，載波帶寬中的噪聲功率為10 x log（1.23MHz / 39.32MHz）或-15dB，低于-66.6dBm（即-81.6dBm）。由于假設噪聲和失真功率相等，因此雜散功率也為-81.6dBm，因此ADC SFDR性能（-85.6dB）如圖3所示。

總之，本文介紹了子采樣接收器中一些最重要的系統級參數，并說明了確定所需的ADC滿量程功率電平、SSNF、SNR和SFDR所需的方法。MAX19586 ADC是該接收器設計的絕佳選擇。

審核編輯：郭婷