對于工業(yè)/科學(xué)/醫(yī)療 （ISM） 頻段射頻 （RF） 產(chǎn)品，用戶通常不熟悉 Analog 的低引腳數(shù)發(fā)射器和完全集成的超外差接收器的結(jié)構(gòu)。本教程提供了一些簡單的步驟，可以采取這些步驟來獲得最佳發(fā)射器和接收器的性能，同時(shí)提供測量設(shè)計(jì)整體能力的技術(shù)。

介紹

每天都有越來越多的工業(yè)、科學(xué)和醫(yī)療 （ISM） 頻段射頻 （RF） 產(chǎn)品進(jìn)入市場。由于產(chǎn)品種類繁多，用戶通常不熟悉低引腳數(shù)發(fā)射器和完全集成的超外差接收器的結(jié)構(gòu)也就不足為奇了。本教程介紹了設(shè)計(jì)人員可以遵循的簡單步驟，以實(shí)現(xiàn)這些發(fā)射器和接收器的最佳性能。還提供了測量這些設(shè)計(jì)整體能力的技術(shù)。

變送器優(yōu)化

優(yōu)化簡單ISM發(fā)射器的操作（如圖1所示）只有兩個(gè)基本步驟：確保參考頻率正確調(diào)諧，并將發(fā)射器的輸出網(wǎng)絡(luò)與天線正確匹配。晶體振蕩器通常用作發(fā)射器和接收器電路中的基準(zhǔn)，因此優(yōu)化技術(shù)將在下面的接收器優(yōu)化部分中討論。

圖1.基本ISM發(fā)射器電路。

匹配發(fā)射器 （Tx） 天線

對于Tx天線的初始匹配，使用天線饋電點(diǎn)的同軸電纜擴(kuò)展進(jìn)行S11測量（圖2A）。阻抗變換電路（圖1）被設(shè)計(jì)為低通π網(wǎng)絡(luò)，它實(shí)現(xiàn)了兩件事：首先，它將功率放大器（PA）輸出阻抗（建模為200Ω + j0）與天線阻抗的復(fù)共軛（測量為~2.69Ω - j80.6手持式，圖2，圖4）相匹配;其次，它提供低通濾波以抑制諧波。在這種情況下，選擇PA偏置電感的值，以調(diào)出PA輸出端的2.0pF至2.5pF雜散電容對地。串聯(lián)電容器 C8 用作直流模塊。

圖2A和B.測量阻抗（A，頂部）和計(jì)算網(wǎng)絡(luò)（B，底部）。

使用LLSmith，1可以非常快速地近似組件集合。理論匹配的史密斯圖如圖 2B 所示。由于天線在電氣上很小，因此具有高Q值（~30）。因此，通常需要調(diào)整理論匹配元件值，以補(bǔ)償天線阻抗與其環(huán)境的變化、寄生電抗以及匹配元件和電路板的損耗。用于調(diào)諧的網(wǎng)絡(luò)值為 L1 = 62nH、C8 = 100pF、C9 = 15pF、L2 = 39nH 和 C10 = 開路。

建立起點(diǎn)后，通過測量發(fā)射功率和PA電流作為頻率的函數(shù)來指導(dǎo)調(diào)整。測量設(shè)置如圖3所示。將固定晶體從板上移除;外部信號發(fā)生器通過阻斷電容器連接到晶體引腳，以允許在大約11MHz至15MHz范圍內(nèi)調(diào)整頻率（對于從352MHz到480MHz的發(fā)射RF）。來自發(fā)電機(jī)的峰峰值電壓設(shè)置為約500mV。

圖3.調(diào)整電路允許在~11MHz至15MHz范圍內(nèi)進(jìn)行頻率調(diào)整。

在每個(gè)頻率下，測量發(fā)射功率和PA電流，并繪制結(jié)果。匹配網(wǎng)絡(luò)中的元件值會發(fā)生變化（圖1），直到在所需頻率（在本例中為434MHz）附近達(dá)到優(yōu)化的最小電流和最大功率。

圖4.優(yōu)化匹配網(wǎng)絡(luò)可獲得接近所需頻率的最小電流和最大功率。

使用這種方法，給出最小PA電流和最大發(fā)射功率的匹配由以下分量值組成：L1 = 62nH;C8 = 100pF;C9 = 7.5pF;L2 = 51nH;和 C10 = 打開。

電流與頻率的關(guān)系圖（圖5）顯示了匹配網(wǎng)絡(luò)中的每次變化如何將最小電流移動(dòng)到不同的頻率。434MHz 時(shí)最佳匹配的圖表以黃色顯示。請注意，由于元件和電路板寄生貢獻(xiàn)，C9和L2的值發(fā)生了明顯變化（從15pF和39nH）。

圖5.發(fā)射機(jī)電流圖顯示了匹配網(wǎng)絡(luò)中的變化如何改變最小電流。

接收器優(yōu)化

優(yōu)化ISM超外差接收機(jī)工作特性的基本步驟始于對接收機(jī)模塊的系統(tǒng)評估。通常有四個(gè)模塊可以提高性能：晶體振蕩器電路、天線匹配電路、諧振電路和基帶電路。

選擇合適的晶體

與基于晶體的接收器和發(fā)射器相關(guān)的最常見挑戰(zhàn)之一是正確調(diào)諧無線電的振蕩電路。ISM無線電上的振蕩器旨在使用具有特定負(fù)載電容的晶體工作（圖6）。在某些ISM接收器中，晶體通常指定為3pF負(fù)載電容。這個(gè)低值不是晶體的常見規(guī)格。通常，出于成本或電源方面的考慮，客戶嘗試使用經(jīng)過測試的負(fù)載電容為6pF、8pF、10pF或更高的晶體來設(shè)計(jì)系統(tǒng)。使用這些較大的負(fù)載電容晶體并不令人望而卻步，但確實(shí)需要權(quán)衡，因?yàn)檎袷幤麟娐分粫榫w引腳提供指定的負(fù)載電容。例如，3pF負(fù)載將導(dǎo)致10pF指定晶體以明顯高于預(yù)期的頻率工作。為了補(bǔ)償這種頻率偏移，客戶可以通過在電路中放置電容器來向晶體提供更大的負(fù)載。我們的經(jīng)驗(yàn)建議將兩個(gè)并聯(lián)電容器接地，而不是并聯(lián)排列，以提高靈活性和其他負(fù)載優(yōu)勢。這種“調(diào)整”負(fù)載的代價(jià)是，連接到電路的電容過多可能會導(dǎo)致振蕩啟動(dòng)出現(xiàn)問題。

圖6.基本晶體電路。

進(jìn)行了調(diào)試測量，以研究上述參考設(shè)計(jì)中填充的晶體的振蕩頻率。為了執(zhí)行此測試，使用R&S ZVL3頻譜分析儀和“嗅探器”天線來探測晶體頻率。該天線靠近晶體（或根據(jù)需要接觸其中一根引線），以獲得工作頻率的估計(jì)值。該系統(tǒng)裝有13.2256MHz晶體，該晶體具有指定的C?L8pF，但振蕩器電路僅提供約3pF的負(fù)載。該系統(tǒng)的峰值測量頻率為13.23049MHz，高達(dá)370ppm。這意味著工作頻率為434.085MHz（32×13.23049 + 10.7），這使得預(yù)期的LO和載波頻率比預(yù)期高165kHz。晶體振蕩器的這種關(guān)頻操作導(dǎo)致輸入的ASK載波和相關(guān)邊帶被推到邊緣，甚至超過IF濾波器的“拐點(diǎn)”。這會導(dǎo)致信號功率的不必要衰減。

為了進(jìn)一步測試該頻率誤差的影響，測試了IF的通帶。通過以頻率掃描載波信號，并使用頻譜分析儀在最大保持模式下監(jiān)控中頻濾波器輸出，收集濾波器帶寬圖。標(biāo)記M1放置在10.7MHz（IF濾波器的標(biāo)稱中心），增量標(biāo)記D2放置在頻率尖峰處，RF信號調(diào)諧至433.92MHz。當(dāng)IF尖峰為M434時(shí)，信號發(fā)生器設(shè)置為085.1MHz，確認(rèn)LO頻率的偏移。圖7所示的曲線顯示，失諧會使載波降級約7dB。ASK解調(diào)所需的邊帶信息實(shí)際上會進(jìn)一步衰減，并且由于濾波器曲線上的非線性位置而失真。

圖7.中頻濾波器帶寬，最大保持掃描。

以下條目用于估算晶體在8pF時(shí)的額定負(fù)載電容：MAX7034 ISM接收器;C?= 1.8pF;C分流= 0pF;C爵士= 10000pF（交流短路）;f0= 13.2256兆赫;C0= 2.8pF;CL= 8.24pF;R1 = 60Ω;和 C1 = 11.1fF。使用這些值，拉動(dòng)計(jì)算顯示實(shí)際RF頻率為434.0853MHz。然后，通過添加實(shí)驗(yàn)并聯(lián)電容值，一對10pF電容將振蕩頻率調(diào)整回目標(biāo)值，并且假設(shè)其他晶體值得到很好的估計(jì)，啟動(dòng)裕量將是可以接受的。負(fù)電阻計(jì)算為-291.5Ω，而R4為1Ω，R240為50 ×。這留下了大約-<>Ω的額外裕量。

作為提高演示LFRD014：電子管電機(jī)接收器參考設(shè)計(jì)模塊靈敏度的首次嘗試，在C10和C21處增加了兩個(gè)22pF分流電容。得到的晶體振蕩器頻率被確認(rèn)已經(jīng)移動(dòng)，現(xiàn)在工作在13.226MHz的校正頻率。將RF發(fā)生器調(diào)整為以433.92MHz為中心后，在-107dBm處測量靈敏度。這種12.4dB的改進(jìn)是由于本地振蕩器參考頻率的適當(dāng)調(diào)諧。

匹配天線

調(diào)整接收器設(shè)計(jì)的下一步是測量天線阻抗。必須連接到天線饋電點(diǎn)（如果使用PCB走線天線）。在連接同軸電纜之前，需要將網(wǎng)絡(luò)分析儀正確校準(zhǔn)到柔性同軸電纜的末端作為端口擴(kuò)展。網(wǎng)絡(luò)分析儀應(yīng)設(shè)置為適當(dāng)?shù)哪繕?biāo)頻率范圍;端口 1 的功率輸出應(yīng)設(shè)置為合理水平 （-30dBm），以免過驅(qū)低噪聲放大器 （LNA）。最后，可以進(jìn)行 S11 測量，結(jié)果將顯示在史密斯圖上。

根據(jù)天線的外形尺寸、外殼和測試環(huán)境（人體影響、汽車中的進(jìn)一步外殼等），可能難以獲得可重復(fù)的測量結(jié)果。在本例中，天線的測量阻抗為205Ω - j39（圖8A）。

圖 8A 和 B. 接收器天線的測量阻抗（A，頂部）和匹配計(jì)算（B，底部）。

為了正確選擇匹配網(wǎng)絡(luò)的組件，還需要測量LNA的阻抗。為此，網(wǎng)絡(luò)分析儀用于測量匹配網(wǎng)絡(luò)另一側(cè)設(shè)計(jì)的S11參數(shù)，以觀察LNA電路。通常，放大器使用連接在LNA源極引腳和地之間的退化電感（圖9）。當(dāng)存在退化電感時(shí)，LNA輸入阻抗看起來像一個(gè)50Ω電阻和一個(gè)2pF至2.5pF電容并聯(lián)。（如果沒有電感，輸入阻抗看起來像一個(gè)500Ω至700Ω電阻和一個(gè)2pF至2.5pF電容并聯(lián)。這些阻抗模型可用于為任何天線阻抗設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)。

圖9.基本 ISM 接收器輸入。

在本例中，測量結(jié)果的阻抗為 50 – j4Ω。使用免費(fèi)的史密斯圖表軟件包 LLsmith1輸入LNA偏置網(wǎng)絡(luò)分量值100pF（C6）和56nH（L3），C4短路，C5開路，LNA輸入阻抗反向計(jì)算為約50+j145Ω。

為了找到最終匹配的網(wǎng)絡(luò)組件，軟件可以提供填充接收器板的最佳值估計(jì)值（圖 8B）。因此，使用“簡單匹配向?qū)А辈⑤斎肫鹗甲杩?05 + j39（天線阻抗的復(fù)共軛），結(jié)束阻抗50 – j145（LNA阻抗的復(fù)共軛），并使用集總低通，1段設(shè)置，LLsmith估計(jì)匹配的網(wǎng)絡(luò)組件為（從LNA到天線）：

9.4pF串聯(lián)電容器

3.2pF 并聯(lián)電容器

32.3nH系列電感器

2.1pF串聯(lián)電容器

調(diào)整油箱電路

優(yōu)化接收器設(shè)計(jì)的下一步是確保LNA輸出和混頻器輸入端的諧振電路能夠很好地調(diào)諧到工作頻率（圖10）。這種片外電感-電容對提供了一個(gè)調(diào)諧的高阻抗電路，該電路將LNA電流輸出轉(zhuǎn)換為電壓，而電壓又被饋送到片內(nèi)混頻器。該電路很容易被電路板上的雜散電容誤調(diào)諧。

圖 10.接收器油箱電路。

確定諧振電路是否正確調(diào)諧的最佳方法是掃描輸入頻率，并在測量的諧振曲線上尋找峰值。可以使用RF發(fā)生器和頻譜分析儀手動(dòng)收集數(shù)據(jù)，但雙端口網(wǎng)絡(luò)分析儀（NA）是完成這項(xiàng)工作的最佳工具。激勵(lì)來自通過天線饋電連接到LNA的網(wǎng)絡(luò)分析儀（端口1）。使用連接到網(wǎng)絡(luò)分析儀輸入（端口 2）的嗅探器天線進(jìn)行測量。這種未調(diào)諧的天線可以靠近諧振電路的電感器（圖 11），它將拾取電路諧振頻率下的輻射發(fā)射并提供 S21 測量。建議使用 -20dBm 或 -30dBm 的源功率設(shè)置，以避免 LNA 輸入進(jìn)入過驅(qū)狀態(tài)。

圖 11.嗅探油箱電路。

示例諧振電路的建議元件值是一個(gè)27nH電感并聯(lián)，不帶電容。這種方法只是允許PCB的寄生效應(yīng)充當(dāng)諧振電容元件。諧振電路的諧振頻率可以通過以下公式計(jì)算：

ω02= （2πf0)2= 1/LC 或 f0= 1/（2π√LC）

本例的初始測量（圖12）顯示峰值諧振頻率約為480MHz。在434MHz的目標(biāo)頻率下，系統(tǒng)從該峰值損失了10dB。

圖 12.調(diào)諧前的油箱電路頻率。

假設(shè)L5 = 27nH，可以使用相同的公式提取實(shí)際寄生電容，以計(jì)算C7的建議值。示例電路工作頻率為480MHz，寄生電容CP，約為 4.07pF：

CP= 1/（（27nH）（2π480MHz）2)

給定目標(biāo)諧振頻率為434MHz，理想電容為4.98pF。因此，諧振電路所需的額外電容約為0.91pF：

C7 = 1/（（27nH）（2π434MHz）2） – 4.07pF

在C1位置增加一個(gè)0.7pF電容可提高本例的靈敏度。使用調(diào)整后的諧振電路，S21測量表明峰值非常接近434MHz的目標(biāo)（圖13）。

圖 13.調(diào)諧油箱電路。

測量接收器增益

系統(tǒng)從LNA輸入到混頻器輸出的增益用作接收器性能的臨時(shí)檢查。該參數(shù)是在示例接收器上通過提供幅度為-433dBm的92.50MHz輸入載波信號來測量的。然后使用連接到頻譜分析儀的高阻抗FET探頭從MIXOUT線（陶瓷濾波器處）測量輸出。在這種情況下，輸入功率可以從發(fā)電機(jī)設(shè)置中記錄下來，也可以在天線饋電上測量。在測量濾波器的輸入和輸出信號時(shí)，建議消除來自基帶電路的任何數(shù)字噪聲。通過在收集頻譜分析儀圖的同時(shí)將DSN線接地（有效地將切片器電平降至噪聲以下），可以輕松實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)。

在本例中，天線饋電點(diǎn)處的輸入信號測量為-49.9dBm。使用35×探頭測量濾波器輸入端的信號強(qiáng)度為-5.10dBm（測量功率下降20dB），這意味著實(shí)際輸出為-15.5dBm。這些數(shù)字表明，從LNA到混頻器輸出的系統(tǒng)增益約為34.4dB。

優(yōu)化基帶

基帶電路的目標(biāo)數(shù)據(jù)速率（圖14）應(yīng)設(shè)計(jì)為轉(zhuǎn)折頻率為發(fā)射器預(yù)期最快數(shù)據(jù)速率的1.5倍。由于本示例系統(tǒng)的目標(biāo)是1kbps NRZ，因此數(shù)據(jù)濾波器的轉(zhuǎn)折頻率為1.5kHz。5（建議使用曼徹斯特編碼。更多信息請參見應(yīng)用筆記3435：“用于無線電通信的曼徹斯特?cái)?shù)據(jù)編碼”。

要確定薩倫基巴特沃茲數(shù)據(jù)過濾器，請使用：

C13 （CDFFB） = 1/（141.4kπfC） = 1/（141.4kπ1.5k） = 1500.7pF

C12 （COPP） = 1.414/（400kπfC） = 1.414/（400kπ7.2k） = 750.1pF

圖 14.接收器基帶電路。

根據(jù)上述計(jì)算，示例電路中C1500選擇13pF電容值，C750選擇12pF電容值。RC電路的時(shí)間常數(shù)提供了一個(gè)平均過程，可進(jìn)一步濾波數(shù)據(jù)輸出以形成數(shù)據(jù)切片器比較器的閾值電壓。該時(shí)間常數(shù)應(yīng)設(shè)置為數(shù)據(jù)速率（10kHz）的位間隔約1×。選擇起點(diǎn)R1 = 20kΩ，C17 = 0.47μF，只有大約1位間隔。

審核編輯：郭婷