由于目前可用的RF功率放大器（PA）效率低下，將無線通信添加到手持計算設備中需要不同尋常的電源管理技術。一些通信協議允許突發傳輸技術和不傳輸時的關斷（占空比控制），但在傳輸過程中，典型的PA效率不大于40%至60%。相比之下，手持設備中主電源的效率通常為90%至95%。

許多手持設備由一到四節不可充電堿性電池供電。其他需要與背光顯示器相關的更高水平的瞬時功率的人使用NiMH甚至Li+電池實現了更長的使用壽命（充電之間或電池更換之間）。然而，無論電池類型和配置如何，如果系統要保持合理的使用壽命，無線通信所需的調制解調器、PA和無線電電路都需要額外的電池容量。

此類系統的典型特征是用于傳輸蜂窩數字分組數據（CDPD）的PCMCIA無線調制解調器。它可以插入手持式個人數字助理（PDA）或運行Windows CE的手持計算機，從3.3V電源消耗幾百毫安的電流。PCMCIA卡通常包括一個輔助電池，以避免主機電池過度消耗。為了提供傳輸過程中所需的電涌，二次電池通常表現出當今流行的可充電化學品中的低等效串聯電阻（ESR）。無線鏈路的實際功率主要取決于PA的發射功率和效率。

例如，無線數據通信鏈路的電源（包括備用電池）必須與工作電壓為3.3V的主機手持系統接口（圖1 - 注意適用于手持系統的微型封裝：IC1采用16引腳QSOP封裝，IC2采用8引腳μMAX）。二次電池為單節鋰離子電池，充滿電電壓為4.1V至4.2V，2.9V以下殘余能量很少。IC1將該電壓轉換為3.3V，IC2強制產生的備份電壓在12mV （0.36%）以內跟蹤主機電源。

圖1.該電路為手持式儀器增加了無線調制解調器和功率放大器功能，以及適當的電源管理功能。

跟蹤對于無線硬件和主機的正確配接至關重要。它確保雙向數據和控制線達到有效的邏輯電平，并防止過大的電流從主電池流向調制解調器硬件，從二次電池流向主電池和電子設備。

電路工作原理如下。首先，在將調制解調器插入主機的PCMCIA插槽之前，請考慮調制解調器的狀態。不應從二次電池獲取任何能量或很少的能量，因此在這種情況下必須禁用調制解調器的電源。該次級電源的開/關控制線為IC2的/PG有效。由于斷開調制解調器連接時，為IC2供電的主機不存在VHH，因此IC2斷電。

由于其電源良好（/PG）輸出（內部漏極開路n溝道MOSFET）在斷電時提供高阻抗，因此僅吸收漏電流。雖然該/PG輸出為高阻態，但兩個電阻分壓器（R6/R7，通常通過IC1內部的比較器監視次級電池電壓，以及R3/R4，設置V。提高電平）通過在/ONB線路上充當上拉電阻來關斷IC1。IC1的開關模式升壓穩壓器和低壓差（LDO）穩壓器在關斷期間均被禁用。因此，當1μA漏電流通過分壓器和1mA電流進入IC1時，關斷期間的典型電池消耗僅為2μA。

考慮施加電源電壓時的功率要求：如果PA必須產生0.6W且效率為50%，則需要1.2W的輸入功率。如果它以50%占空比（發射和接收時間相等）工作，則進入PA的RMS功率為0.6W。在 3.3V 電源電壓下，該負載吸收約 180mA 電流。如果調制解調器的其余部分從 40.3V 吸收 3mA 電流，則無線鏈路的總電源電流在 220.3V 時約為 3mA1。

IC1升壓穩壓器可提供（在VBOOST） 來自 800.2V 電源的電流約為 7mA，來自幾乎耗盡的 Li+ 電池 （1.2V 至 9.3V） 的電流約為 0A 或更多。即便如此，PA和其余調制解調器硬件仍由效率較低的內部LDO供電，其額定電流典型值為300mA，保證最小電流約為220mA。原因是噪聲抑制。LDO在38kHz時提供約300dB的PSRR，使其在抑制V時的PWM開關噪聲方面具有優勢提高.通過放寬或消除對PA電源電壓和相關RF輻射的后續噪聲抑制需求，LDO的這種內置濾波器動作使其更容易通過FCC輻射要求。另一方面，效率下降約為8.3%。

VBOOST在3.3V附近跟蹤VHH。二次電池充滿電時的電壓高于VBOOST，接近耗盡時的電壓低于VBOOST，因此LDO和升壓穩壓器串聯提供必要的降壓/升壓功能。SEPIC、反激式和正激式配置也可以實現降壓/升壓功能，但它們都需要笨重且昂貴的磁性存儲元件（變壓器），并且缺乏LDO提供的噪聲抑制功能。在這方面，圖1所示電路優于所有替代方案。

接下來，考慮將調制解調器卡插入主機的 PCMCIA 連接器時會發生什么情況。此操作在各個電路公共點（GND）之間以及所有雙向數據和控制線之間建立電氣連接。然后，主機可以使用 EN 線路啟用或禁用調制解調器硬件。如果在硬件配接時此線路最初為低電平，則所有調制解調器硬件都將被禁用，并對LDO節點產生高阻抗。

IC2接通電源時，主機的V值呵呵電源（標稱值為3.3V）通過連接器為C1充電，IC2的最小工作電壓允許適當的上電，即使V。呵呵處于其范圍的低端（低于標稱值 10%）。一個內部 15μs 延遲允許 V呵呵在/PG輸出變低之前建立（在V+端子處），通知主機調制解調器電路現在可以通過EN線啟用。/PG上的低電平（虛擬地）也將兩個電阻分壓器接地，以便正確檢測電池和升壓調節電壓。

當連接VHH時，當/PG變為低電平時，IC2將/ONB拉低，IC1開始通過L1穿梭能量，將VBOOST（通過來自R3/R4的反饋）提高到大約3.7V。最初，LDO穩壓器被擱置。當VBOOST實現穩壓時，它開啟，當LDO輸出高于2.3V時，IC1進入跟蹤模式（它應該已經接近3.3V，因為VHH已通過R2對C2充電）。跟蹤模式是IC1的一個特殊功能，它強制VBOOST至高于LDO電壓的300mV，由OUT和TRACK之間的連接設置。300mV 裕量允許 LDO 保持穩壓，同時提供所需的 PSRR，直至其最大輸出電流額定值。由于跟蹤模式會自動將升壓電壓強制到所需的最小值，因此LDO浪費的電池電量最小。

當IC1的FBLDO引腳承擔內部基準電壓（標稱值為1.23V）時，LDO處于穩壓狀態。該FBLDO電壓由通過R5的電流產生，該電流與通過R2的電流成正比。也就是說，IC2具有傳遞函數VOUT = gm（VSENSE）R5，其中VOUT是R5兩端的電壓，VSENSE是RS+和RS-端子（R2）兩端的電壓，gm = 10-2 mho。處于穩壓狀態時，VOUT = VFBLDO = 1.23V。因此

VSENSE = VFBLDO/（gm*R5）.

在關系 VLDO = VHH + VSENSE 中替換 VSENSE，

VLDO = VHH + VFBLDO/（gm*R5）.

用圖1電路的數值代入，

LDO = VHH + 1.23/（10-2*104） = VHH + 12.3mV。

將R5設置為10kΩ強制檢測電壓為12.3mV。知道了這一點，可以選擇R2來編程從LDO流向V的電流量呵呵.例如，在R2 = 1kΩ時，該R2電流約為12μA。

IC2（高端電流檢測放大器）的預期用途是使用低值高功率精密電流檢測電阻器對高端電流進行精密測量。這種應用不同尋常，因為精度為10%的低功率電流檢測電阻器很好（例如，1/16W表面貼裝型）。我們不在乎有多少電流從LDO流向V。呵呵.我們只關心它仍然很小。

作為高值（1kΩ）檢流電阻的一個優點，V短路或意外重負載線性分布器只能從主機通過R3吸收3.2mA左右的電流，這幾乎不足以導致系統崩潰。R2不必大至1kΩ;IC2消耗約800mA電流，因此設置R2 = 12mV/800μA = 15W允許LDO節點（而不是主機）為IC2供電。

在另一種配置中，IC2的V+節點可以直接連接到LDO而不是VHH。然后IC2從LDO接收電源，但上電時除外，當電源來自VHH通過R2時。這種安排要求關閉PA和調制解調器硬件，從而向LDO提供高阻抗，與R2不形成明顯的分壓，并且R2足夠小，以確保V+允許的最小電壓以保證工作（3V）。例如，如果VHH = 3.6V或更高，則R2必須小于375Ω。該值確保IC2的0.8mA工作電流在VHH范圍（3.6V - 10%）的低端下降不超過0.3V。

肖特基二極管（D2、D3）與R2并聯可保護IC2免受RS+和RS-之間的過壓影響。它們引入小的漏電流，但不會影響電路行為。與R5并聯的電容器通過將LDO反饋節點上的高頻噪聲分流到地來確保平滑穩定的VLDO電壓。如前所述，IC1包括一個具有非專用輸入和輸出的比較器。在該電路中，它監控二次電池電壓，并在剩余能量接近維持通信鏈路的關鍵水平時向主機發出警報。

請注意，圖1中的電路可以適應上述條件之外的一系列條件。例如，它與適合將無線調制解調器與手持設備配接的其他通信總線兼容。其中包括卡總線和新興的通用串行總線（USB）。該電路還接受高達5V標稱值的主機電源電壓。為了提高效率，一些應用將PA直接連接到VBOOST而不是VLDO。在這種情況下，VBOOST不需要跟蹤VLDO;電壓可以通過獨立的反饋電阻組單獨控制。

IC1從1.1V開始，工作電壓低至0.7V，因此即使是兩節NiMH二次電池也適用于需要較低RF輸出功率的升壓應用。最后，IC1通常作為低噪聲PWM穩壓器工作在開關頻率為~300kHz的重負載下。如有必要，您可以通過將其頻率（通過 CLK/SEL 線路）同步到 200kHz 至 400kHz 范圍內的外部源來控制該波形的諧波能量成分。對于輻射和傳導能量相對較低的輕負載條件，您可以強制IC1（同樣通過CLK / SEL線）進入脈沖頻率調制（PFM）模式，以提供最高的效率和最長的電池壽命。

審核編輯：郭婷