雪崩光電二極管 （APD）、壓電換能器 （PZT）、真空熒光顯示器 （VFD） 和微機電系統 （MEMS） 的偏置需要高壓電源。本應用筆記介紹了三種拓撲結構（圖1a、1b和1c），用于從低輸入電壓產生高輸出電壓。討論了每種方法的優缺點，重點是功率密度和電路尺寸。應用筆記的末尾介紹了對比基于變壓器和電感的解決方案的實驗數據。

圖 1a-1c。這些高壓 DC-DC 轉換器采用三種拓撲結構，用于從低輸入電壓產生高輸出電壓。

許多APD應用（75V）所需的高壓偏置來自3V電源。該要求帶來了以下挑戰：

高壓 MOSFET 通常不能在低 3V 柵極驅動下工作。

高壓MOSFET的漏源電容較大，需要電感中的能量才能將漏極壓擺至輸出電壓。由此產生的損耗高達 1/2 f開關×CDSV外2.

高壓MOSFET比低壓MOSFET更大、更昂貴。高壓功率MOSFET很少出現在開關控制器IC中。

極端占空比會導致低效的短關斷時間或低開關頻率。較低的開關頻率會導致較高的紋波，并且需要更大的磁性元件。

圖1c電路通過使用自耦變壓器解決了這些挑戰。MOSFET上的峰值電壓降低，允許使用MAX1605，其內部MOSFET為28V。完整的布局（小于 8 引腳 DIP）適合 6mm × 8.5mm 雙面板（圖 2）。

圖2.6mm × 8.5mm DC-DC轉換器利用MAX2將5.75V轉換為1605V。圖中顯示了電路的正面和背面布局。

操作理論

標準升壓和反激式DC-DC轉換器可以合并，形成圖1c的混合拓撲。由此產生的合并拓撲將次級繞組反激式電壓堆疊在輸入電壓和初級繞組反激電壓之上（標準反激式轉換器僅利用次級側產生的反激電壓）。與標準升壓轉換器相比，這種拓撲通過限制LX處的電壓，從較低電壓的MOSFET產生更高的輸出電壓。

變壓器具有以下優點：

可達到的輸出電壓更高

更低的工作占空比

MOSFET 上的電壓更低

當變壓器在不連續模式下工作時，MOSFET中的峰值電流恒定，也會產生以下優點：

開關頻率越高，輸出紋波越低

更高的頻率紋波

更小的磁性元件

MAX1605和許多其他升壓轉換器可用于這種拓撲結構。最大輸出電壓受變壓器匝數比、變壓器和二極管額定電壓、MOSFET 的額定電壓和漏極電容以及二極管的反向恢復時間的限制。

標準升壓

標準升壓轉換器如圖1a所示。當 MOSFET 導通時，電感電流斜坡上升。當 MOSFET 關閉時，LX 飛升至 V外+ VD，電感電流逐漸減小。直觀地說，如果電感花費1/n的時間向輸出提供能量，則輸出電壓（V外） 是輸入電壓 （V 的 n 倍）在），因此可以生成以下等式：

其中 D 是占空比。使用圖 3 可以找到更具分析性的證明。這種證明的關鍵在于穩態操作，對于穩態操作，電流必須以與上升相同的量下降：

圖3.對圖1a電路的電感電流的分析可用于確定其占空比。

因此，最終電感電流等于初始電感電流：

通過將變壓器次級繞組的左側連接到V，可以使圖1b的電路等效于圖1a的電路在并將匝數比設置為 1。次級側二極管可以反射到初級側，使反激式轉換器和升壓轉換器之間的關系更容易被感知。

大于 1：1 的匝數比通過允許更高的輸出電壓和更少的極端占空比來提供杠桿作用。或者，變壓器的節點1可以連接到任何電源，從而能夠利用該電源。由于LX在關斷周期期間飛升，因此通過將節點1連接到LX可以獲得額外的電壓階躍，如圖1c所示。該連接還有助于捕獲一些泄漏能量，否則這些泄漏能量將從變壓器的初級側傾倒到 MOSFET，從而在 MOSFET 的漏極處產生短的高壓尖峰。如果電壓尖峰高于MOSFET的電壓容差，則需要緩沖電路來耗散漏能。

在圖1b中，LX短路至地，允許初級側電流像電感一樣斜坡上升。沒有電流流過變壓器的次級側，二極管反向偏置，因為

因為圖1c的次級側從不獨立作用。雖然是非常規的，但N的這個定義更適合圖1c。

圖4顯示了圖1c的初級側電流波形。對于輸出超過輸入電壓兩倍的升壓轉換器，關斷時間對效率的影響大于導通時間。假設（對于類似的升壓轉換器）通過最小化電感（L英國夏令時），這也將元件尺寸最小化到進一步減小會導致不希望的效率損失的程度。然后，選擇圖4變壓器的總電感為N倍。因為初級側電流從I開始斜坡下降PK/N 而不是 IPK，初級電感必須大N倍才能保持相同的關斷時間。

圖4.圖1c電路的初級側變壓器電流分析可用于確定其占空比。

初級側電感為：

其中 LSO是自耦變壓器的總電感 自 L英國夏令時為 N2小于LSO和 LSO比 L 大 N 倍英國夏令時， LP是 L英國夏令時/N.因此，初級側的斜坡比簡單的升壓轉換器快。

對于穩態，從圖 4 可以清楚地看出：

其中 ΔI向上是初級側電流和ΔI的上升階梯下是向下的一步。ΔI向上和 ΔI下可以按如下方式計算：

和

所以

求解VOUT/VIN收益 率：

圖 3 和圖 4 均按比例繪制，并且具有相同的關斷時間（設置為某個最佳最小值）。圖3和圖4中的陰影區域表示輸送到負載的能量，每個脈沖的能量與這些區域的面積成正比。該能量也可以從表達式 1/2 L × I 計算得出2（請注意，圖 4 中的 L 大 N 倍，I 小 N 倍）。由于圖1c電路每脈沖提供的能量較少，紋波小N倍。因此，變壓器不僅利用輸出電壓;它還利用輸出紋波下降。

圖1c的拓撲結構每個脈沖提供的能量較少，但通過提供更多的脈沖進行補償，如圖4所示。圖1c需要N倍大的電感，但飽和電流可以小N倍，因為初級側和次級側只能看到IPK/N 同時具有相同的電流。帶 I坐變壓器的儲能能力小N倍，電感大N倍，其儲能能力也可能小N倍。變壓器尺寸是其儲能能力的函數，因此理論上您可以使用物理上小N倍的變壓器。實際上，可實現的規模是由市場限制決定的。

輸出紋波

對于不連續導通，任一轉換器的輸出紋波都可以通過將電感或變壓器中的能量變化等同于關斷周期期間輸出電容器的能量變化來計算。由于電感/變壓器在周期結束時的能量為零，因此空載紋波的計算公式為：

對于升壓轉換器，L = LBST 和 I = IPK。對于圖1c的電路，L = LBST × N，I = IPK/N，因此：

其中ΔVOUTA是升壓配置的輸出紋波，ΔVOUTC是圖1c電路的輸出紋波。對于升壓配置，圖1c中的紋波是升壓配置的1/N，開關頻率高N倍。

圖5比較了圖1a和1c電路的紋波，當兩個電路設計為相同的關斷時間時。由于變壓器電路中的占空比歸一化（接近50“），因此控制器可以在相同的關斷時間內以高N倍的頻率工作。

圖5.該圖對比了圖1a電路與圖1c電路產生的紋波，假設兩者都針對可接受的最小關斷時間進行了優化。

效率考慮因素

在變壓器拓撲中需要考慮三個主要的效率損耗。變壓器/電感器直流電阻與開關電阻相結合，產生的損耗與峰值電流的平方成正比。變壓器漏感會產生損耗，因為變壓器能量沒有完全耦合到輸出端。當二極管快速且嚴重反向偏置時（當MOSFET導通時），二極管中的任何延遲（反向恢復時間，tRR） 也可能造成重大損失。

開關和變壓器初級側直流電阻引起的效率損失百分比與負載無關，近似為：

其中 ER_LOSS是每個脈沖電阻引起的能量損失，E交付是每個脈沖傳遞的能量。通過對初級側電阻功率耗散進行積分，大占空比的電阻效率損失可以近似為：

其中D是以百分比表示的占空比，R是開關電阻和初級側電阻之和。對于非連續模式下的工作，相同的公式適用于圖1a或1c的電路。漏感引起的效率損失近似為：

其中 L滲漏是初級側的總漏感。匝數比較高的變壓器提供更大的漏感、更高的頻率，并且每個脈沖提供更低的能量，因此效率低下的根源變得更加重要。

變壓器選擇

由于現成變壓器的選擇范圍比等效電感器窄得多，因此變壓器的成本通常高于等效能量和能量密度的電感器。變壓器的客戶群較小，但可能的變壓器配置集比相應的電感器配置要大得多。因此，通常需要基于定制變壓器的磁性設計。

指定自耦變壓器時，請考慮等效電感。例如，東光提供以下電感器：

D32FU 680 μH， 74mA， 20Ω， 3.5mm × 3.5mm × 2.2mm.

要求端到端特性相似的自耦變壓器是合理的。對于匝數比為1：9的變壓器，初級側額定值為6.8 μH、740mA和2Ω。該電感額定值基于 N 的值2（其中 N 是總匝數除以初級側匝數）。對于 1：9 的匝數比，總共必須有 10 圈的倍數。N = 10 必須用于前面的計算。飽和電流與N成反比，電阻與N成正比。

有時，熱限制不允許最大額定電流調整 N。此外，有限的產品選擇可能會阻止您從理想的起點開始。在與定制變壓器供應商討論可能性時，此分析提供了一個起點和不錯的優勢。當繞組為自耦變壓器時，等效磁性元件需要更少的空間（較小的接線腔），因為較低的電流允許次級側的電線更細。然而，額外的制造成本通常會禁止這種方法。

應用

圖6所示電路產生75V的APD偏置。由于變壓器降低了開關上的電壓應力，因此可以使用小型6引腳SOT23器件，如MAX1605。該 IC 中的 28V、500mA MOSFET 綽綽有余，因為它只能看到 V 的峰值電壓在+ （V外- 五在）/N = 17V。匝數比越高，電路可以處理更高的電壓。

圖6.該電路的布局如圖2所示，用于從75.2V產生5V電壓。

圖7所示為MAX1605最大輸出電流（測量的典型值，控制器失壓5“）與輸出電壓和輸入電壓的函數關系。

圖7.該最大負載與輸出電壓的關系圖說明了圖6所示電路提供的最大負載。

圖1c電路的輸出紋波可計算如下：

其中 LP是初級側電感，IPK為峰值初級側電流 （500mA），C外是輸出電容 （0.47μF） 和 V外是輸出電壓。對于 75V 輸出，紋波為 16mVQ-1.產生如此低紋波的低電感在圖1a所示的直接升壓配置中通常效率不高。

甚至 16mVQ-1紋波對于許多應用來說不夠小。為了偏置APD，高紋波是不可接受的，因為它直接耦合到信號中。此類應用可以在電源之后使用RC或LC濾波器，但RC濾波器中的電阻會產生負載調節誤差。典型負載電流很小，但紋波濾波器可能需要大電阻。

在100V時，高電容值需要電路板空間，因此濾波器主要由電阻組成。對于相同的截止頻率（使用相同的電阻和電容），使用圖8所示電路可將負載調節誤差降低β倍。雖然是固定的V是相反，引入了drop，該方法大大降低了V的依賴性外加載時。為了在相同負載調整率下實現更大的紋波降低，可以使用大β倍的濾波電阻。

圖8.濾波器進一步降低了紋波。

實驗比較、電感器和變壓器方法

為了公平比較高壓轉換器中的電感器與變壓器，選擇了具有以下特性的開關轉換器：

外部場效應管

可調開關頻率

可調電流限制

提供評估套件

MAX668電流模式控制器滿足這些標準，同時無需前饋電容。圖9所示電路允許通過將變壓器換成電感和交換MOSFET來比較性能。

圖9.該電路可用于提供更高的功率和更高的輸出電壓。

MAX668包括一個MOSFET驅動器，可以有效地驅動IRF48 MOSFET的7401nC柵極電荷。通過以下元件，構成基于電感器的150V升壓轉換器。以下元件與MAX668評估板配合使用：

電感器： 線藝 DO1813P-472HC 4.7μH， 2.6A 0.054Ω 感應器

超快二極管：ES1D 200V 15ns 反向恢復時間

場效應管： IRF640NS 200V 0.15Ω QG= 67nC， C開放源碼軟件= 185pF，通過 2.5V 柵極驅動提供超過 5A 的電流

檢測電阻：50mΩ檢測電阻

連接在FB端子和電壓源之間的另一個電阻允許該源通過向FB端子吸收或拉出電流來調節輸出電壓。然后，您可以將輸出電壓調節至 150V，將輸入電壓調節至 6V。

對于基于電感的解決方案，最大負載電流在18V （150.2W）時為7mA。峰值效率 （65“） 出現在最大負載時，靜態（空載）電流為 91mA（采用 6V 電源）。電感電路中的靜態電流損耗是由二極管的反向恢復時間和MOSFET的漏極電容引起的。這些效果如圖 10 所示。

圖 10.示波器照片（左）展示了ES1D二極管15ns反向恢復時間的影響。波形的縮放（右）顯示電感電流實際上呈負斜坡上升，因為二極管無法及時關斷。

基于變壓器的方法（圖11）是通過使用圖1c的拓撲結構將電感更換為以下變壓器來實現的：

墨田 CMD-8LN 6313-T036，
LP= 5.6μH，IP= 2.3A， NP：NS = 1：9，
RP= 0.5Ω

圖 11.開關波形顯示了MAX668電路（圖150所示的9V升壓DC-DC轉換器）基于變壓器的方法。

使用匝數比為1：9的變壓器只需要22V MOSFET，但實際應用將使用30V MOSFET（而不是200V MOSFET）作為變壓器電路。然而，效率為77“，同時在25V （5.150W）時提供3.8mA。峰值效率為 88“ （15mA），空載電源電流總計僅為 1.8mA。

將 200V MOSFET 與變壓器一起使用，可以實現更高的電壓。理論上，200V MOSFET和1：9變壓器的輸出電壓可以高達2kV，但實際上變壓器繞組無法承受如此高的電壓。然而，更大的問題是獲得具有快速反向恢復時間的>1kV二極管。對于較慢的反向恢復時間，必須降低開關速度。

替代中央半導體的 400V CMR1U-04 二極管（50ns tRR） 和 ES1D 二極管和改變輸出電容允許電路產生高達 400V 的輸出。ES1D二極管不能可靠地產生大于346V的輸出，因為它的陽極達到-9 × V在當 MOSFET 導通時。配置為 V外= 330V，電路在9“效率下能夠產生6.3mA （1.60W），在66mA時峰值效率為4”。

如前所述，30V MOSFET對于150V輸出更合乎邏輯。IRF640NS 被邏輯電平 IRF7811W （30V， 0.012Ω， QG= 18nC， CDSS= 500pF）。電阻急劇下降（從0.15Ω降至0.012Ω），但效率改善很小。當在25V時提供7.150mA的最大負載時，效率為82.3“（相對于77”）。15.5mA 時的峰值效率為 88”。效率結果總結于圖12中。

圖 12.該效率與負載關系圖比較和對比了基于變壓器的升壓型 DC-DC 轉換器與基于電感器的升壓型 DC-DC 轉換器。使用變壓器可大大提高最大負載、靜態電流和效率。

效率的微不足道的提高意味著兩件事。初級損耗在變壓器中（電阻損耗和漏能），容性損耗在MOSFET中。顯性損耗與變壓器的初級側電阻有關，約為0.5Ω。您可以擴展此系統以提供更高的功率。例如，為 I 指定的另一個自定義轉換器普薩特= 5A 和升P= 1.7 μH 應提供兩倍以上的功率。

因此，除了使用更小、更便宜、更高效的IRF7811W MOSFET外，變壓器升壓轉換器還可以在較低的輸入電壓下工作。變壓器杠桿可以提高功率密度和效率，減少紋波，并允許使用更小、更便宜，有時甚至是內部 MOSFET。應用變壓器杠桿的成本主要是由于市場限制。當尺寸和功率密度是高優先級時，請考慮使用變壓器。

審核編輯：郭婷