本應用筆記詳細介紹了采用MAX50可同步、高頻、電流模式PWM控制器的8540 W隔離式正激式轉換器的設計。介紹了功率級和控制器的設計程序，以及實際性能測量。

該轉換器在 20.2V 輸出電壓下提供 5A 負載電流。它采用同步整流器進行二次整流。轉換器的輸入電壓范圍為36-75VDC。

此設計可用作評估板。該評估板演示了實現網絡和電信應用所需功能的簡便性。這些設計方法可以很容易地適應高性能、全功能離線電源的設計。

該應用程序的主要功能是：

300kHz開關頻率

可編程輸入UV/OV保護

可編程打嗝電流限制或鎖存模式過流保護

具有前饋功能的可編程最大占空比箝位

可編程斜率補償，采用單個電阻器

與外部時鐘同步

可調限流閾值

低電平有效使能功能，可輕松打開/關閉轉換器

電流檢測引腳上的內部前沿消隱

輸出過壓保護

節省空間的 16 引腳 QSOP

應用電路操作說明

圖1所示為采用MAX2電流模式控制器（U5）的20.8540V、1 A隔離式正激式轉換器的電路圖。啟動時，Vcc引腳上的總電容通過MOSFET Q7和來自直流輸入電壓VIN的電阻R30和R22的并聯組合進行充電。當Vcc超過MAX8540的欠壓閉鎖門限時，進入軟啟動模式，占空比逐漸增大的脈沖施加到柵極驅動IC U8。因此，MOSFET Q1 開始切換電源變壓器 T1 兩端的輸入直流電壓，用于提供隔離并將輸入直流電壓降壓至所需水平。（電力變壓器匝數比的選擇將在下一節中討論。由于驅動Q1的能量來自Vcc處的電容，因此Vcc電壓下降。MAX8540欠壓鎖定功能的遲滯允許這種情況發生。變壓器T1偏置繞組上的脈沖由D1整流、調節并施加到Vcc引腳。整流和調節偏置電路電壓逐漸增加，可防止Vcc引腳降至欠壓閉鎖門限以下。初級側控制繼續從偏置繞組工作。MAX8515 （U2）配置為檢測Vcc引腳，并在略高于U7最壞啟動電壓時關斷Q1。這避免了Q7、R30和R22中不必要的功耗。

如圖1所示。采用MAX2的5.20 V、8540 A、隔離電流模式正激式轉換器電路圖

對于電源變壓器T1，在Q1的“ON”時間內施加到初級繞組的伏秒應與“OFF”時間內施加的伏秒相平衡，以保持磁芯中磁通的工作點。這是通過使用D2和“消磁繞組”來實現的，其匝數等于初級匝數，并且與原理圖中所示的極性連接。當Q1關閉時，D2將磁化電流傳導，施加的電壓極性傳導到消磁繞組，使磁化電流衰減至零。由于在ON和OFF期間施加的電壓大小相同，因此ON時間等于磁化電流衰減至零并“復位”磁芯所需的時間。這將占空比限制在最大值50%，超過該值就不會發生磁芯的正確復位，從而導致磁芯飽和。

T1初級端出現的高頻開關波形由T1降壓，并由同步整流器Q2、Q8、Q3和Q9整流。正向同步整流器Q2、Q8由T1的次級繞組自驅動。續流整流器Q3、Q9由反向、適當延遲版本的柵極驅動脈沖驅動至Q1，使用變壓器T2。Q5提供Q3、Q9的快速關斷。整流脈沖序列應用于輸出L-C濾波器L1、C11、C12、C13和C26。L-C濾波器的輸出電壓是整流脈沖序列的平均值。對于MAX8540采用的固定頻率開關方案，輸出電壓與整流脈沖序列的“導通”時間成正比。反饋電路由U4 （LMX321）、U5 （LP2980）和U7 （MAX8515）組成，執行負載和直流輸入電壓變化的輸出電壓調節功能。U4是一款低壓差線性穩壓器，為次級側反饋電路提供固定偏置。輸出電壓由電阻分壓器R12、R11檢測，并施加于運算放大器U4的反相輸入端。U7 為 U4 的同相引腳提供基準電壓。啟動時，基準通過R-C延遲（R36、C29）施加，以產生平滑的輸出電壓啟動波形。基準電壓源和輸出電壓之間的誤差驅動光耦合器U1的（引腳2、3）LED部分，該部分將誤差信號耦合到隔離邊界上。光電晶體管（U8的引腳7、3）產生的電流取決于U3的電流傳輸比，并調整U1的OPTO引腳上的電壓以編程峰值初級電流，從而設置產生所需輸出電壓所需的輸出電流。初級電流通過電阻R8檢測。U6 （MAX8515）為轉換器提供輸出過壓保護功能。當輸出電壓超過 2.87 伏時，U6 的 OUT 引腳變為低電平，并驅動 U3 的（引腳 4，3）LED 部分打開 Q4 并關斷轉換器。這將啟動轉換器的新啟動周期。

功率級組件的設計

變壓器設計

一旦確定了給定功率輸出、開關頻率、磁通密度和溫升所需的磁芯尺寸，就可以估算初級與次級匝數比。在典型的應用電路中，由于采用了變壓器鐵芯復位方案，最大允許占空比為50%。因此初級與次級匝數比 ns/np應基于最低工作輸入電壓，如下所示：

其中 VOUT為輸出電壓，VDS是同步整流器兩端的壓降，D.MAX是最大允許占空比（使用 0.45 表示某些安全裕度），V以分鐘為單位是最小工作輸入電壓。電信輸入電壓范圍的低電壓、高電流“磚塊”的實際初級匝數設計是通過假設次級為1匝來完成的。這種方法對于為這些應用設計的“板載鐵芯”變壓器尤其如此。初級繞組到初級偏置繞組的匝數比由下式給出：

,

其中 VD是偏置繞組二極管兩端的壓降。在最小工作輸入電壓下，偏置電壓應至少為9V，以便為MAX8540上電，這是驅動電壓和效率之間的良好平衡。

復位繞組應具有與初級繞組相同的匝數，但是可以使用小規格線，因為通過復位繞組的均方根電流非常小。

為了構建變壓器，需要知道初級和次級繞組的均方根電流。這些給出如下。

其中IOUT 是最大輸出電流。

一旦知道上述參數，就可以設計變壓器。將初級繞組和復位繞組緊密纏繞在一起，有助于最大限度地減少變壓器每次復位時漏感引起的開關損耗。交錯初級和次級繞組有助于增加耦合并降低漏感。但是，如果變壓器需要滿足安全要求，則可能會增加成本。然而，在典型的應用電路中，使用標準的現成變壓器。所選變壓器的初級與次級匝數比為 0.188。

輸出電感器選擇

在確定最佳電感值時，必須檢查幾個參數。輸入電壓、輸出電壓、負載電流、開關頻率和 LIR。LIR是電感電流紋波與直流負載電流的比值。較高的 LIR 值允許更小的電感，但會導致更高的損耗和更高的輸出紋波電流。尺寸、效率和成本之間的一個很好的折衷是 30% 的 LIR。選擇所有參數后，電感值確定如下：

其中 VSEC是變壓器次級側指定最大紋波電壓的電壓，fS是開關頻率。選擇接近計算值的標準值。對于應用電路，插入上述公式的值，并選擇最接近的標準電感，得到2.2μH的值。 較低的電感值可最小化尺寸和成本，但由于峰值電流較高，它們也會增加輸出紋波并降低效率。另一方面，較高的電感值可提高效率，但最終由于導線額外匝數引起的電阻損耗將超過從較低交流電流水平獲得的好處。對于任何面積受限的應用，請找到具有盡可能低直流電阻的低磁芯損耗電感。鐵氧體磁芯通常是最佳選擇。所選電感的飽和電流額定值必須超過預期的峰值電感電流（IPEAK).請咨詢電感器制造商以了解飽和電流額定值。確定 IPEAK 如：

其中VSEC是最大次級側電壓。

輸出電容器選擇

與任何高頻電源一樣，輸出濾波電容必須滿足非常低的ESR和ESL要求。在300kHz頻率下，最有利的技術是陶瓷電容器和聚合物電容器（POSCAP）。輸出電容器的關鍵選擇參數是電容、ESR、ESL 和額定電壓要求。可以注意到，電容、ESR 和額定電壓也與溫度有關。這些參數會影響DC-DC轉換器的整體穩定性、輸出紋波電壓和瞬態響應。輸出紋波是由于輸出電容器中存儲的電荷變化、電容器ESR引起的壓降以及電容器ESL引起的壓降而發生的。由輸出電容、ESR 和 ESL 引起的輸出電壓紋波計算如下：

而我P-P峰峰值電感電流為：

上述公式估計的紋波電壓三個分量的峰值不是同相的，因此不能代數相加。通常，其中一個紋波元件主導其他分量，可用于初始電容器選擇。通常，紋波電流越小，輸出電壓紋波越小。由于電感紋波電流是電感值的一個因素，因此輸出電壓紋波隨著電感的增加而減小。負載瞬態響應取決于所選的輸出電容。在負載瞬變期間，輸出立即變化 ESR x I負荷.在控制器做出響應之前，輸出會進一步偏離，具體取決于電感和輸出電容值。短時間后，控制器通過將輸出電壓調節回其標稱狀態來響應。控制器響應時間取決于閉環帶寬。帶寬越高，響應時間越快，從而防止輸出進一步偏離其調節值。應用電路使用3 x 680μF的POSCAP，每個POSCAP的ESR為.035 Ω。

輸入電容選擇

輸入電容（C在） 減小從電池或輸入電源汲取的電流峰值。輸入電容在開關頻率下的阻抗應小于輸入源的阻抗，以便高頻開關電流由輸入電容而不是從源提供。輸入電容必須滿足紋波電流要求（I有效值） 由開關電流施加。非鉭化學品（陶瓷、鋁或有機）是首選，因為它們可以抵抗上電浪涌電流。我有效值計算方法如下：

,

其中 N 是初級匝數與次級匝數比。對于正激轉換器，V在對于最大占空比小于 0.5 的設計，是最小輸入電壓，對于最大占空比大于 0.5 的設計，占空比等于 0.5 時的輸入電壓值。選擇紋波電流額定值高于計算值的輸入電容器。對于應用電路，使用3 x 0.47uF/100V陶瓷電容。

初級場效應管選擇

MAX8540通常驅動n溝道MOSFET功率開關。最大漏極電壓，最大RDS（ON）和總柵極開關電荷是選擇FET所涉及的參數。最大柵極開關電荷是決定功耗的重要因素，因為開關頻率與總柵極電荷的乘積是MAX8540控制器的電流消耗。RDS（ON）是決定開關中總傳導功率損耗的參數，選擇取決于預期效率以及冷卻和安裝方法。最大漏極電壓要求可能因所使用的變壓器復位方案而異。對于應用電路中顯示的正激轉換器，使用基于退磁繞組的簡單復位方案，其中MOSFET開關上的最大電壓應力為最高輸入電壓的2倍。考慮到漏感尖峰，應使用 200V MOSFET。MOSFET 還應處理與正激拓撲相關的 RMS 電流。通過 MOSFET 的電流確定為：

總柵極電荷最低、R 最低的 MOSFETDS（ON）對于預期的最大漏極電壓（加上一些安全系數）是最佳選擇。封裝的選擇取決于應用、總功率和可用的冷卻方法。對于應用電路，基于上述考慮，IRF640 MOSFET，200伏，18安培，RDS（ON）選擇=0.18Ω。

次級同步整流器選擇

典型的應用電路對次級側的正向和續流整流器使用同步整流器。正向同步整流器由次級繞組自驅動，續流整流器由柵極驅動變壓器驅動，信號由控制器IC產生。同步整流器的額定電壓等于最大次級電壓加上漏感引起的尖峰裕量。由于漏源電壓較低，這種拓撲中的開關損耗不是問題。對于同步整流器，功耗主要是由于傳導損耗。功耗的計算公式為：

,

用于正向同步整流器。選擇具有 R 的 MOSFETDS（ON）這樣，就可以達到估計功耗的可接受的結溫。請注意，同步整流器的最大結溫取決于熱阻，而熱阻可以通過所使用的器件封裝、布局和冷卻方法實際實現。在應用電路中， 2 x IRF7832， 30V， 20A， RDS（ON）=4mΩ @ Vgs=10V MOSFET用于正激和續流同步整流器。

MAX8540控制器元件值設計

OV閾值

MAX8540具有過壓保護功能，當輸入電壓超過用戶設定的門限時，關斷外部MOSFET。將電阻分壓器從系統輸入連接到GND，OV連接到中心以設置過壓保護跳變點。OV的閾值電壓為3.021V （典型值）。

其中 VOV是 OV 閾值，V在（最大）是過壓跳變點，R1是從系統輸入到OV的電阻，R2是從OV到GND的電阻。

紫外線閾值

MAX8540還包括欠壓檢測輸入。該 IC 將外部 MOSFET 保持在低電平，直到 UV 達到其閾值 （典型值為 1.25V）。一旦達到門限，電路進入軟啟動狀態，使輸出進入穩壓狀態。將電阻分壓器從系統輸入連接到 GND，中心位于 UV，以設置欠壓保護跳變點。

其中 V紫外線是紫外線閾值，V在（分鐘）是欠壓跳變點，R1是從系統輸入到UV的電阻，R2是從UV到GND的電阻。

應用電路中用于設置過壓和欠壓跳變點的替代方法如圖2所示。底部電阻（R36）使用5.3kΩ。R2 和 R1 的計算方法如下：

其中VIN（MIN）是欠壓跳變點，VIN（MAX）是過壓跳變點，VUV是UV閾值（典型值1.25V），VOV是OV閾值（3.021V典型值）。R1應由兩個等值串聯電阻組成，以防止單點故障。

圖2.啟動時的輸出電壓，使用 8540 的開/關功能。

表 1.UV/OV的典型規格和輸入電壓的實際開/關遲滯。

紫外線電壓規格		VIN窗口外 （LTP）	VIN打開窗口 （UTP）
最低	1.083	29.76V 31.00V 32.24V
典型值	1.128
.MAX	1.173
最低	1.200		32.97V 34.34V 35.70V
典型值	1.250
.MAX	1.300
OV電壓規格		VIN窗口外 （UTP）	VIN窗口內 （LTP）
最低	2.901	79.70V 83.00V 86.32V
典型值	3.021
.MAX	3.142
最低	2.778		76.32V 79.50V 82.68V
典型值	2.894
.MAX	3.010

假設 UV/OV 時的 1.250V 與 34V 總線的 34.48V 和 17V 總線的 17.24V 電平成比例。

為了實現表1所示的輸入OVP和輸入UVP跳變點，上述公式得到R1=965k、R2=402Ω和R3=36.5k。

開關頻率和同步

MAX8540振蕩器工作在兩種模式：獨立或同步（同步）。單個輸入 FREQ/SYNC 兼作頻率編程電阻的連接點和同步輸入。模式識別是自動的，基于應用于 FREQ/SYNC 的信號。在獨立模式下，從 FREQ/SYNC 連接到 GND 的外部電阻器設置工作頻率。一個 1.25V 電源在內部施加到 FREQ/SYNC，振蕩器頻率與通過編程電阻的 FREQ/SYNC 輸出電流成正比。工作頻率確定為：

MAX8540還與外部振蕩器同步。使用方波驅動頻率/同步，正脈沖寬度至少為 200ns，最小脈沖幅度為 3V 加 VF的外部二極管。允許的外部信號的最大占空比為55%。MAX8540同步至200kHz至1MHz的頻率，但信號必須在外部電阻在頻率頻率的±30%以內。由上述頻率設定電阻R4計算為32.4k。應用電路中指定的R-C濾波器應連接在R4上以進行鼻濾波。

最大占空比

在最小系統輸入電壓 （V在（分鐘）） 將電阻器從 MAXDTY 連接到 GND。最大占空比與UV下的電壓成反比。隨著UV電壓的增加，占空比降低。在所有開關頻率下，最大占空比在內部限制為 80%。MAXDTY電阻的確定公式為：

R 的有效電阻值范圍馬克斯蒂從24.3kΩ到130kΩ。對于應用電路，選擇80.6k的值，以將占空比限制在50%以內。

N 溝道 MOSFET 驅動器

DRV 輸出可在低功耗應用中驅動 N 溝道 MOSFET。在高功率應用中，MAX8540內部的柵極驅動器可能無法有效地驅動外部MOSFET，可能需要外部柵極驅動器。在這種情況下，將 DRV 連接到外部柵極驅動器的輸入。

斜率補償

MAX8540為電流模式器件，需要斜率補償才能正常工作。為了提供斜率補償，請將一個電阻從SCOMP連接到GND（R斯科姆).R 的值斯科姆確定如下：

對于在輸出中使用同步整流器的應用，請將斜率補償設置為等于輸出電感的負斜率。R斯科姆等于：

其中 dV坡道/dt = 2.5V × fS/ 1和=25kΩ，N是初級與次級的匝數比np/ns，L1是輸出電感，VOUT是輸出電壓，fS是開關頻率，RCS是電流檢測電阻。對于應用電路，上述公式得出的值為R斯科姆=30.9k。占空比小于0.5的轉換器可能不需要這種斜率補償，因此次諧波振蕩不是問題。需要注意的是，增加的斜率補償越多，轉換器的行為往往類似于電壓模式轉換器。因此，應添加所需的坡度補償量。對于占空比小于0.5的轉換器，在電流信號中增加少量斜率可改善低負載電流下的操作。

對于在輸出中使用二極管而不是同步整流器的應用，斜率補償電阻等于：

其中 VF是二極管的壓降。

軟啟動

軟啟動特性允許使用MAX8540構建的轉換器在可控的軟斜坡中為負載供電，從而降低啟動浪涌和應力。它還確定使用多個轉換器時的上電時序。通電后，SS充當吸電流器，以釋放與其連接的任何電容。一旦VCC上的電壓超過其鎖定值，SS就會為外部電容器（C黨衛軍），允許轉換器輸出電壓斜坡上升。在大約 440ms/μF 內達到全輸出電壓。由于應用電路具有次級軟啟動，用于在啟動時控制輸出電壓，因此SS延遲設置為最小。使用 660pf 電容器設置 1500uS 的延遲。

限流

MAX8540可以實現兩種類型的限流方案。它們是“打嗝模式”和“閂鎖”模式。CS 信號通過主外部 MOSFET 提供有關電流斜坡的反饋。CS上的電壓由MAX8540監測。逐周期限流功能可在CS處的電壓大于ILIM設定的閾值電壓時縮短外部MOSFET的導通時間。使用電阻分壓器設置從 REF 到 GND 的限流閾值，ILIM 連接到中心。限流閾值確定為：

其中VREF 是 5V 基準，R26 和 R10 是外部電阻。對R10使用16kΩ，并改變R26以改變閾值。對于應用電路，將R26調整為205k，將電流限值設置為滿載電流的125%。要選擇打嗝模式，請將電容器連接到SKTON和SKTOFF，以編程打嗝模式的開通和關斷時間。當檢測到逐周期事件時，IC在SKTON為電容器充電。只要CS電壓大于ILIM閾值電壓，電容器就會繼續充電。一旦SKTON上的電壓達到其閾值電壓，MAX8540開始跳過開關周期，時間由連接到SKTOF的電容決定。一旦經過此時間段，IC開始切換至連接到SKTON的電容設置的時間段。此過程一直持續到輸出短路或過載條件被消除。

要選擇鎖存模式，請將 SKTOFF 連接到 REF。在這種模式下，如果硬短路或過載超過SKTON電容設置的時間段，則輸出被鎖斷。要解鎖輸出，請切換/EN或將輸入電源循環至VCC。

為應用電路選擇打嗝模式。有關設置打嗝模式周期的詳細信息，請參閱下面的 SKTON 和 SKTOFF 部分。

斯克頓和斯克托夫

電容CSKTON決定了短路限流啟動前允許的時間段。一旦CS電壓超過ILIM閾值，SKTON的電容器就開始充電。電容器繼續充電，直到達到SKTON閾值電壓或過流事件消除。此功能允許在啟動期間使用更高的電流使IC聯機。設置 CSKTON 以便有足夠的啟動時間。SKTON所需的電容確定為：

CSKTON=tON/103

其中 tON 以毫秒為單位，CSKTON 以 μF 為單位。CSKTON 的允許范圍為 100pF 至 0.01μF

SKTOFF 的電容決定了外部 MOSFET 在過流事件期間關斷的時間段。一旦超過SKTON時間段，SKTOFF電容器就會充電。一旦VSKTOFF達到其閾值，IC就會再次開始切換。CSKTOFF 被確定為：

CSKTOFF=tOFF/103

其中 tOFF 以毫秒為單位，CSKTOFF 以 μF 為單位。CSKTOFF 的允許范圍為 1000pF 至 1μF。對于應用電路，使用CSKTON=0.0047uF和CSKTOFF=.068uF。

通過一個 10kΩ 上拉電阻將 VSKTOFF 上拉至 VREF，以啟用閉鎖功能。在這種模式下，一旦經過SKTON時間，IC就會被鎖斷。電路將保持關斷狀態，直到切換/EN或輸入電源切換。

補償

由于電流模式控制采用MAX8540電流模式控制器，由于輸出電容和負載組合，正激式轉換器的功率級呈現單輸出極點，以及由于輸出電容的ESR為零點。補償器設計的目標是在交越頻率下實現-20 db/十倍頻程的單斜率，相位裕量大于45度。為了實現良好的直流調節，高低頻增益是補償器的另一個要求。為了達到上述要求，補償器應有一個零點、一個極點和一個積分器。類型 2 方案很容易實現這一點。對于應用電路中的正激轉換器，電流模式控制下的開環增益由表達式給出，

,

其中 G光電為光耦合器增益，RL負載電阻C14、C15、C24、R27、R6和R14和R11是MAX8540典型應用電路中使用的參考指示符。C外是總輸出電容和R紅沉降率是輸出電容的ESR。R.CS是應用電路中指定為R8的電流檢測電阻。

輸出極點和零點出現的頻率確定為：

從上述等式中，f輸出極和 f輸出零分別確定為 624Hz 和 6.9kHz。

使用以下方法計算補償分量：

首先，確定所需的帶寬（fBW） 的系統。帶寬（交越頻率）將決定MAX8540響應負載瞬變引起的輸出變化的速度。應用電路選擇5kHz的帶寬。在 f 處需要單位增益BW.因此，在 f 處的 T（s）BW必須等于 1。選擇 C14=0.1μF， s=2p*fBW并將環路增益設置為環路增益T（s）方程中的單位，以確定R11。對于交越頻率下的單個有源極點，

其中 nP是初級匝數，nS是二次匝數，G光電是所用光隔離器的增益。R11 的值從上式中得到 31.8k。

將R27置于零點以補償由于負載電阻和輸出電容引起的極點。選擇零點的位置比極點位置高 3 倍。精確消除極點會產生較大的時間常數R27。C14，因為零點必須放置在較低的頻率。這會導致控制器飽和時在大負載瞬變期間響應緩慢。使用以下公式發現 R27 為 910 Ω：

控制器中由于C15和R27的極點用于消除ESR零點。C15=.022μF的值由以下公式獲得：

上述方法雖然簡單，但給出的補償器值僅作為良好的起點。在使用網絡分析儀進行實際測試時，發現交越頻率低于預期。該誤差由R11的公式引起，該公式假設控制器的極點和零點精確抵消。因此，R11降低到15K，以增加增益并達到所需的交越頻率。此外，在這種簡單的設計方法中不考慮光耦合器增益和相移。光耦合器在交越周圍表現出明顯的相移，因此降低了相位裕量。控制器中用于補償ESR零點的極點實際上被移除，以實現所需的45度相位裕量。補償器的最終值為R11=15k，R27= 910，C14=0.1μF，C15=未使用。

輸出過壓保護

輸出過壓保護通過以MAX8515 （U6）為比較器檢測過壓條件，通過光耦合器（U3）耦合故障信號，并下拉MAX8540的UV輸入來實現。MAX8540關斷驅動脈沖，反復經歷一個新的啟動周期，直到過壓條件消失。

布局指南

所有承載脈沖電流的連接必須非常短，盡可能寬，并盡可能在其后面有接地通道。由于高頻開關電源轉換器中電流的高di/dt，這些連接的電感必須保持在絕對最小值。在原型制作過程中，多用途板、繞線和類似的建設性做法不適合這些類型的電路;嘗試使用它們將失敗。取而代之的是，使用具有接地層或同等技術的銑削 PC 板。必須在建議的任何布局中分析電流環路，并將內部面積保持在最小水平，以減少輻射EMI。不建議在高頻開關轉換器所在的電路板區域生成 PC 板布局時使用自動路由器。設計師應仔細檢查布局。特別要注意接地連接。接地層必須盡可能保持完整。轉換器電源部分的接地層應與邏輯接地層分開，電源接地層噪聲最小的部分除外。電源線濾波電容和電源開關或電流檢測電阻的接地回路必須靠得很近。所有接地連接必須盡可能類似于星形系統。熱管理是上述轉換器設計中要考慮的另一個重要問題。組件的溫升是所使用的冷卻方法和封裝技術的重要功能。應用電路絕對需要強制冷卻才能可靠地提供全功率。

MAX8540評估板的測量

本文介紹了在MAX8540評估板上進行的一些重要測量。它們是：
1. 轉換器效率（圖 3）
2.瞬態響應（圖4）和
3。啟動時的輸出電壓（圖2），采用MAX8540的ON/OFF功能。

圖3.轉換器效率與負載電流的關系

圖4.階躍負載的輸出電壓偏差增加和減少。負載電流壓擺率約為0.1 /μS。

總結

本文討論了使用MAX2電流模式控制器的5.20 V、8540A轉換器設計，并給出了一個典型應用電路及其物料清單。MAX8540特別適用于網絡和電信行業的特性已在應用電路中得到證明。

審核編輯：郭婷