今天我們將分析了降低參考噪聲對系統(tǒng)影響的幾種不同方法，并檢查了參考噪聲對低分辨率和高分辨率 ADC 影響的差異。

在解析信號系列的第 8 部分中，我討論了模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 噪聲和參考噪聲之間的關(guān)系，推導(dǎo)出了計(jì)算參考噪聲的方程，并確定了增益對參考噪聲水平的影響一個(gè)系統(tǒng)。

在第 9 部分，我將通過分析幾種不同的方法來減少參考噪聲對整個(gè)系統(tǒng)的影響，從而結(jié)束對參考噪聲的討論。我還將研究參考噪聲對低分辨率和高分辨率 ADC 的影響之間的差異。

減少參考噪聲的影響

正如我在第 8 部分中所討論的，進(jìn)入數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的參考噪聲量取決于參考源的噪聲性能以及滿量程范圍 (FSR) 的利用率。為了證明這種對利用率百分比的依賴，我繪制了 ADC 噪聲、參考噪聲和總噪聲與滿量程利用率（輸入電壓）之間的函數(shù)關(guān)系，假設(shè)參考電壓為 2.5V。圖 1 顯示了使用德州儀器 (TI) ADS1261的這種關(guān)系圖，這是一款具有集成可編程增益放大器 (PGA) 的 24 位 Δ-Σ ADC。

圖 1. 作為 FSR 利用率的函數(shù)的 ADC 噪聲、參考噪聲和有效分辨率

與第 8 部分一樣，參考噪聲開始以 40% 的利用率占據(jù)系統(tǒng)總噪聲的主導(dǎo)地位，抵消了高分辨率 ADC 提供的噪聲優(yōu)勢。為了幫助緩解這個(gè)問題并實(shí)現(xiàn)精密系統(tǒng)，有三種技術(shù)可以幫助降低參考噪聲并利用 delta-sigma ADC 的降噪優(yōu)勢。

選擇低噪聲參考

降低進(jìn)入系統(tǒng)的參考噪聲水平最明顯的方法之一是選擇噪聲較小的電壓參考。這會降低圖 1 中紅色條的水平并擴(kuò)展有用的 FSR 利用率限制。

但是，正如我在第 8 部分中所建議的，對于任何給定的輸入信號，請注意將參考噪聲水平與 ADC 噪聲水平相匹配。例如，如果您使用 ADS1261 對 2.5V 輸入信號進(jìn)行采樣，則只能使用 1V/V 的增益。在這些情況下，選擇噪聲比 REF6025 低的電壓基準(zhǔn)可能對整個(gè)系統(tǒng)噪聲幾乎沒有影響，因?yàn)?FSR 利用率非常高（圖 1）。

增加參考電壓

另一種可能降低參考噪聲影響的方法是增加參考電壓，因?yàn)檫@會影響利用率百分比的變化。例如，將參考電壓加倍會使利用率百分比降低 2 倍。但是，這種方法僅在參考噪聲沒有成比例增加的情況下才提供系統(tǒng)噪聲優(yōu)勢，但情況并非總是如此。許多離散電壓參考系列以微伏/伏特為單位指定噪聲，因?yàn)閰⒖荚肼暸c參考電壓成線性比例。在這種情況下，將參考電壓加倍也會使參考噪聲加倍，盡管利用率降低了，但不會產(chǎn)生任何系統(tǒng)噪聲優(yōu)勢。

降低有效噪聲帶寬

減少傳入系統(tǒng)的參考噪聲量的第三種選擇是限制整體有效噪聲帶寬 (ENBW)。限制 ENBW 的一種方法是降低抗混疊或參考濾波器截止頻率。但是，由于 C0G 的低電壓和溫度系數(shù)，德州儀器 (TI) 建議將 C0G 型電容器用于輸入信號路徑濾波器。信號鏈設(shè)計(jì)中使用的典型 C0G 電容器僅提供高達(dá) 10-15nF 的容量，這從本質(zhì)上限制了抗混疊濾波器截止頻率的低程度。相反，由于參考電壓的 DC 輸出電壓幾乎恒定，因此參考濾波器可能會采用更高電容的 X7R 型電容器。對于每種濾波器類型，使用低漂移、低阻抗電阻器 (<10kΩ)，

降低系統(tǒng) ENBW 的更常見方法是降低 ADC 的輸出數(shù)據(jù)速率。圖 2 顯示了降低 ADC 的輸出數(shù)據(jù)速率如何同時(shí)降低 ADC 和參考噪聲。例如，在 ENBW = 96Hz（左）和 ENBW = 0.6Hz（右）之間，100% 利用率下的參考噪聲降低了 2.3 倍，而 ADC 噪聲降低了 10 倍，導(dǎo)致更少總噪音。

圖 2. 限制 ENBW 可降低總噪聲：0.6Hz（左）、24Hz（中）、96Hz（右）

雖然這三種方法可以減輕許多應(yīng)用的參考噪聲，但其他系統(tǒng)可能具有固定參數(shù)——例如建立時(shí)間或傳感器輸出電壓——這使得這些技術(shù)更難采用。在這種情況下，您可以通過選擇合適的參考配置來減少傳入系統(tǒng)的參考噪聲量：內(nèi)部、外部或比率。

內(nèi)部參考

精密 ADC通常包括通常適用于許多應(yīng)用的集成精密電壓基準(zhǔn)。集成參考消除了外部參考增加的成本、面積和功耗。但是，一般而言，與精密外部基準(zhǔn)相比，內(nèi)部基準(zhǔn)的功耗較低，可能具有更高的噪聲和更高的漂移，因此不太適合某些高精度和高精度系統(tǒng)。

圖 3 顯示了 ADS1261 測量電阻電橋，同時(shí)使用其集成電壓基準(zhǔn)作為測量的基準(zhǔn)源。

圖 3. 使用 ADS1261 的內(nèi)部參考測量電阻橋

外部參考

如果集成電壓參考的規(guī)格不夠，并且 ADC 允許使用外部參考源，您可以選擇外部參考。與集成參考相比，外部參考通常受益于更低的噪聲和更好的漂移參數(shù)。這種提高的性能是以更高的功耗、額外的成本和增加的印刷電路板 (PCB) 面積為代價(jià)的。此外，由于 ADC 和電壓基準(zhǔn)不共享同一芯片，因此它們的溫度漂移規(guī)格可能不再相關(guān)；集成參考就是這種情況。因此，ADC 和參考可以獨(dú)立地向相反方向漂移，從而導(dǎo)致更大的不準(zhǔn)確度。為避免此問題，請將兩個(gè)設(shè)備連接到良好的導(dǎo)熱接地層。

將 ADC 連接到外部參考源時(shí)的一個(gè)有用提示是將 ADC 的負(fù)外部參考輸入 (REFN) 路由回外部參考的接地引腳，而不是將 REFN 直接連接到 PCB 的接地層。這形成了“星形”接地連接，有助于避免負(fù)參考輸入上的接地平面噪聲拾取并保持精確的測量結(jié)果。

圖 4 顯示了與圖 3 中相同的電阻橋連接圖，但使用 REF6025 電壓基準(zhǔn)而不是 ADS1261 的內(nèi)部基準(zhǔn)。

圖 4. 使用 ADS1261 和外部參考 (REF6025) 測量電阻橋

比例參考

在需要傳感器激勵的情況下，例如測量電阻橋或電阻溫度檢測器 (RTD)，請使用比率配置。此配置對模擬輸入和參考電壓使用相同的激勵源。因此，激勵源中的任何噪聲或漂移都會同等地影響測量和參考。由于 ADC 輸出代碼是輸入與參考的比率，激勵源噪聲和漂移趨于抵消，導(dǎo)致噪聲性能更接近輸入短路情況。通常，與其他兩種配置相比，這種配置產(chǎn)生的總噪聲量最低。

比率參考的主要缺點(diǎn)是它只能用于需要傳感器激勵的應(yīng)用。因此，如果系統(tǒng)不需要傳感器激勵，您必須選擇其他兩個(gè)參考配置選項(xiàng)之一。

圖 5 顯示了與圖 3 和圖 4 相同的電路，但采用比例參考配置。請注意 5V 橋激勵電壓如何也用作 ADS1261 的外部差分參考電壓 (REFP - REFN)。

圖 5. 使用 ADS1261 和比例基準(zhǔn)測量電阻電橋

到目前為止，我已經(jīng)做出定性聲明，即比率參考提供比外部參考更好的噪聲性能，外部參考提供比內(nèi)部參考更好的噪聲性能。如果您查看 TI 24 位ADS1259的數(shù)據(jù)表，您會發(fā)現(xiàn)這在數(shù)量上也是正確的。圖 6 顯示了來自 ADS1259 數(shù)據(jù)表的圖表，其中包括所有三種配置的測量噪聲性能。

圖 6. 比較內(nèi)部、外部和比例參考配置與 ADS1259 的總噪聲增加

在 VIN = 0V 時(shí)，圖 6 中的曲線顯示 ADS1259 的固有噪聲約為 0.5μVRMS。在 100% 利用率 (VIN = ±2.5V) 時(shí)，內(nèi)部基準(zhǔn)使此基線噪聲增加 400% 至 2.5μVRMS，而外部 REF5025 將總噪聲增加 150% 至 1.25μVRMS。將這些曲線與幾乎平坦的比率參考曲線進(jìn)行比較，后者在 100% 的利用率下僅使總噪聲增加了 50%。這種配置允許您使用 ADS1259 的整個(gè) FSR，而不會顯著增加總噪聲，從而實(shí)現(xiàn)最佳的整體系統(tǒng)噪聲性能。

您能否將這些結(jié)論同樣適用于所有 delta-sigma ADC？到目前為止，在本系列中，我已經(jīng)分析了 24 位和 32 位轉(zhuǎn)換器，以更好地了解電壓參考噪聲如何影響這些設(shè)備的性能。通常，這些高分辨率 ADC 的噪聲非常低，因此任何參考噪聲都會對系統(tǒng)噪聲產(chǎn)生顯著影響。參考噪聲如何影響低分辨率 ADC？

較低的比。更高分辨率的 ADC

您可以將用于測量參考噪聲對高分辨率 ADC 的影響的相同原理應(yīng)用于較低分辨率的 ADC。使用前面示例中的相同設(shè)置，讓我們將 REF6025 連接到具有不同分辨率的 ADC，并測量 100% 利用率時(shí)的總噪聲。圖 7 描述了這種設(shè)置。

圖 7. 使用 ADS1262 和 REF6025 的系統(tǒng)設(shè)置

讓我們選擇八個(gè)具有不同分辨率的 ADC 作為圖 7 中的 n 位 ADC。表 1 提供了每個(gè) ADC 的基線噪聲信息，作為其分辨率的函數(shù)。

表 1. ADC 分辨率的固有 ADC 噪聲

正如我在本系列的第 1 部分中討論的那樣，量化噪聲通常在較低分辨率 ADC 的總噪聲（<16 位）中占主導(dǎo)地位，因此其值對應(yīng)于最低有效位 (LSB) 大小。相反，18 位、24 位和 32 位 ADC 噪聲大于相應(yīng)的 LSB 大小，因?yàn)楦叻直媛?ADC 中的熱噪聲量相對較大。

要計(jì)算 ADC 和電壓基準(zhǔn)的組合噪聲，請取每個(gè)組件噪聲的平方和 (RSS)，因?yàn)槲壹僭O(shè)利用率為 100%。表 2 包括兩個(gè)組件產(chǎn)生的總噪聲，以及與僅 ADC 噪聲相比噪聲增加的百分比。

表 2. 總噪聲和 ADC 分辨率增加的百分比

表 2 提供了參考噪聲對較低分辨率和較高分辨率 ADC 的影響之間的鮮明對比。高達(dá)大約 16 位級別（表 2 中以紅色突出顯示的單元格），REF6025 的噪聲對系統(tǒng)的總噪聲幾乎沒有影響，即使在 100% 的利用率下也是如此。在這些情況下，高水平的 ADC 量化噪聲超過了較低水平的參考噪聲。因此，低噪聲外部基準(zhǔn)在這里幾乎沒有什么好處，尤其是與增加的系統(tǒng)成本和尺寸相比時(shí)。事實(shí)上，出于這個(gè)原因，許多較低分辨率的 ADC 不包括外部參考輸入，而是依靠集成參考甚至電源電壓來執(zhí)行此功能。

然而，這并不意味著您在使用較低分辨率的 ADC 時(shí)永遠(yuǎn)不必?fù)?dān)心參考噪聲。累積效應(yīng)取決于特定參考電壓的噪聲、系統(tǒng)帶寬和利用率百分比。我建議執(zhí)行一些快速計(jì)算以確定任何外部組件可能對系統(tǒng)產(chǎn)生的一般影響。

參考噪聲總是對 18 位、24 位和 32 位更高分辨率 ADC（表 2 中以藍(lán)色突出顯示的單元格）產(chǎn)生更大影響的地方。相對于 ADC 本身，所有這些 ADC 的噪聲都顯著增加。隨著 ADC 分辨率的提高，這一結(jié)果更加明顯，僅由于參考噪聲，32 位 ADC 的噪聲就增加了 553%，令人難以置信。在更高分辨率級別，使用本文中概述的降噪方法并選擇合適的參考配置對于保持精確測量至關(guān)重要。

在解析信號的第 10 部分中，我將討論時(shí)鐘如何影響精密 ADC。

總結(jié)要點(diǎn)

以下是有助于更好地了解電壓參考噪聲如何影響 Δ-Σ ADC 的要點(diǎn)的摘要：

• 降低參考噪聲：
  • 使用低噪聲參考
  • 減少您的 ENBW
  • 增加參考電壓（只要參考噪聲不成比例增加）
  • 使用比例配置
• 通過選擇提供與 ADC 噪聲性能相似的參考噪聲性能的參考配置來優(yōu)化系統(tǒng)噪聲性能。