前言：諧振變換器（LLC）目前階段還是以反饋量去直接控制開關頻率來實現對輸出功率的控制方法，該方法目前存在：

1、環路響應速度慢，

2、控制到輸出的傳遞函數中存在雙極點，使得不容易穩定，

3、過流保護和過功率保護不準。

下圖是典型的半橋LLC變換器的拓撲圖：

下圖是典型的直接控制頻率方法的從控制到輸出的傳遞函數Bode圖，可見在不同的輸出功率下傳遞函數中的雙極點位置不固定，使得需要在三種不同的區域中考慮閉環穩定性設計，提升了設計的復雜程度。

書目：

1、 在題為“Charge current control for LLC resonant converter”作者：Hangseok Choi, Fairchild Semiconductor 3030, San Jose, CA, USA，提出了適用采樣諧振電流積分的方式來實現電流模式LLC的控制，他的思路是采樣諧振電流的積分，將正弦電流改為電荷積分器變為代表電流大小的三角波大小，通過反饋控制三角波的峰值，即可控制諧振電流的大小，從而實現功率控制。 可見下圖：

LLC工作波形：

2、 在題為“Time-shift Control of LLC Resonant Converters”作者：Claudio Adragna, STMicroelectronics, Italy, claudio.adragna@st.com，提出了通過檢測諧振電流過零點的方式來實現電流模式LLC的控制方法，實現了對LLC變換器的降階控制，提升了系統的動態性能。

3、在題為“Bang-Bang Charge Control for LLC Resonant Converters”作者：Zhiyuan Hu, Laili Wang, Yan-Fei Liu, and P. C. Sen Department of Electrical and Computer Engineering Queen’s University Kingston, Canada，提出了監測諧振電流上的正負電壓來實現對傳輸功率的控制方法。

在前人的肩膀上本人提出一種電流模式LLC的控制方法，以簡單的方式實現了電流模式LLC的控制，并提升了變換器的動態響應速度，并易于實現。

在諧振變換器工作時，從電源經開關管流入到LC諧振腔的電流，可以表現為諧振電容的電壓變化，具體來說就是電感的磁場能轉移到電容器的電場能，而LLC變換器依托諧振的原理實現了高效率的電源轉化效率。 下圖是半橋和全橋LLC，都只需采樣諧振電容的電壓即可實現電流模式的控制：

在諧振變換器中，當諧振電流過零點時意味著諧振電流全部流入到諧振電容，此時正對應著諧振電容的電壓達到峰值。 可見下圖CH2中綠色為諧振電流、紅色為諧振電流從負向到正向的零穿越點。 CH3是諧振電容的電壓，當諧振電流的負向穿越到正向時，正好對應著諧振電容的負向電壓峰值。

所以提出采樣諧振電容的電壓，因為諧振電流超前電容相位90°，可以使用一個電容串聯以微分的方法來把諧振電流信號從諧振電容的電壓上提取到。 而諧振電容的電壓可以直接使用兩個電容串聯分壓的方法得到，可見下圖，其中Vcr是諧振電容電壓的采樣，iLr是諧振電流的采樣。

然后監測代表諧振電流的信號的過零穿越點iLr_ZCD，并在此時間點是觸發采樣/保持（sample/hold）對諧振電容的電壓采樣。 依前文所提的原理，當諧振電流過零點時，對應著諧振電容的電壓峰值。 當諧振變換器在感性區域工作時，當開關HG導通時，電流不會立刻從電源流入到諧振腔，而是要等待諧振電流方向換向，發生極性轉換后才開始從電壓源流入到諧振腔。 因此諧振電流方向換向的時刻正是諧振電流的過零穿越點iLr_ZCD由低變高時間點，所以HG開關導通后真正流入進諧振腔的電流或是流入到諧振電容的電荷的積分，都被表現在諧振電容從負向峰值開始上升到的正向的某個電壓之間的差值ΔVcr。 通過控制諧振電容的負向峰值點電壓到反饋環所設定的諧振電容電壓的增量ΔVcr電壓來控制流入諧振腔的電流大小，也等同于控制了在HG開通時流入諧振腔的功率。 從原邊母線電壓和流入諧振腔的電流即可計算出在開通HG導通時傳輸的功率：Pout = Vin * Iin = dVcr * Cr * Fsw * Vin。

因此，通過控制住諧振電容的電壓在諧振電流過零點時到HG開關關閉點的電壓增量ΔVcr，就可以實現對LLC變換器的功率控制，實現電流模式的控制方法。 可見下圖是電流模式LLC的控制流程：iLr是諧振電流采樣信號，vCr是諧振電容的電壓采樣信號，Vloop是電壓外環的輸出值。 監測到諧振電流iLr大于0時刻觸發對諧振電容Vcr的采樣/保持，并把S/H的輸出加上電壓外環vloop的設定值后與諧振電容的電壓采樣值vCr進行比較，當諧振電容的電壓高于諧振設置值時觸發關閉HG的信號，并在插入死區時間后，開啟LG信號，并把HG開通時間長度復制給低端開通，實現HG/LG的導通時間一致， 解決LLC變換器的電流不平衡問題，通俗的說就是單邊控制。

控制策略原理可見下圖所示：在LG的關閉后，取其下降沿信號，去重新置位SR觸發器，重新開啟新一個周期的HG信號，并再等待諧振電流的過零信號iLr_ZCD發生，然后采樣保持（S/H）諧振電容電壓，再加上Vloop后等待電容電壓升高到諧振電容設定點，再關閉HG，重復這種工作，實現系統穩態工作。

使用控制策略的運行波形，系統開關頻率高于諧振頻率：

系統開關頻率低于諧振頻率：

交流信號分析：從電容電壓增量設定值ΔVcr到輸出電壓的傳遞函數掃描，可見即使是在低于諧振頻率的區域工作，在傳遞函數的bode圖的增益和相位上沒有看到二階雙極點引起的極點和相位移等問題存在，是一個典型的一階系統的波形。 因此可以認為，通過控制在諧振電流過零點處諧振電容的電壓增大到反饋環設定的諧振電容之間的差值ΔVcr，實現了對LLC變換器的電流模式控制，大幅度地提升了閉環穩定性和可靠性。 因為直接控制了電流流入到諧振腔的增量，也就從控制上直接控制了輸出功率，因此在過流和短路等問題上比直接控制頻率的控制方法更有優勢，可靠性更好。

小結：通過控制在諧振電流過零點處諧振電容的電壓到反饋設定的諧振電容之間的ΔVcr，實現了對LLC變換器的電流模式控制，大幅度的提升了閉環穩定性和可靠性，提升了系統的動態性能，也因為低頻處DC增益高，比直接控制頻率的LLC變換器的工頻紋波抑制效果更好，低頻紋波也會更好。 也因為直接控制了諧振電流的增量，也從直接控制了輸出功率，因此在過流和短路等問題上比直接控制頻率的控制方法更有優勢，可靠性更好。