汽車信息娛樂產品（多媒體和遠程信息處理）對功率的要求更高，對車輛的電源管理系統提出了挑戰。本應用筆記介紹了用于電源管理的平均電流模式控制（ACMC）技術。本文展示了該技術最大限度地減少了幾個電源管理問題，包括效率、尺寸、EMI、瞬態響應、設計復雜性和總體成本。MAX5060/MAX5061將作為該技術的示例。

介紹

由于高性能微處理器在汽車多媒體和遠程信息處理（例如信息娛樂產品）中需要更多的功率，因此一些眾所周知的設計問題（如噪聲敏感性、EMI 和環路補償）也是如此。平均電流模式控制（ACMC）有助于緩解這些問題，特別是在汽車信息娛樂應用中。本應用筆記介紹了ACMC，并解釋了它相對于信息娛樂應用的電流模式控制設計的優勢。MAX5060/MAX5061為ACMC，此處提供的信息補充了產品數據資料中的基本說明。

定義設計目標

每個汽車信息娛樂應用都對電源管理提出了一套獨特的技術和商業要求。最重要的設計考慮因素是效率、尺寸、EMI、瞬態響應、設計復雜性和成本。所有這些參數都與電源開關頻率間接相關，而電源開關頻率是平衡所有這些要求的重要參數。

ACMC的優勢

對于輸出電流相對較高（5A至25A）的轉換器，在電流模式控制（CMC）技術中降低檢流電阻值有助于提高效率。在本文中，CMC意味著具有峰值電流檢測的恒定頻率。然而，這種方法有一個缺點：CMC使轉換器越來越容易受到噪聲的影響。在極端高電流情況下，即使是最好的PCB布局也無法充分抑制疊加在電流檢測信號上的噪聲。解決這個問題的一種方法是使用電壓模式控制VMC，這是一種古老但經過驗證的技術。VMC提高了抗噪性和效率，但需要一定量的環路補償設計才能達到可接受的性能。

ACMC 設計基礎

ACMC技術將VMC的抗噪性和效率與CMC的穩定性和性能特征相結合。圖1顯示了在ACMC中運行的降壓轉換器的功能框圖。

圖1.ACMC中運行的降壓轉換器的功能框圖。在圖中，CEA = 電流誤差放大器，CSA = 電流檢測放大器，VEA = 電壓誤差放大器。電感電流信號，iL，將在下面和圖 2 中討論。

為了更好地理解ACMC，首先回顧CMC的原理。通過檢查圖1，如果去掉電流誤差放大器（CEA）和鋸齒發生器，則電流檢測放大器（CSA）的輸出可以饋入PWM比較器的反相端子。類似地，電壓誤差放大器（VEA）的輸出隨后可以饋入同相端子。結果是一個雙回路系統，用于控制電感電流（內環路）和輸出電壓（外環路）。

如前所述，在高輸出電流應用中，需要使檢流電阻R。S（見圖1），盡可能小，以最大限度地降低轉換器的功耗。但這樣做的結果是一個較淺的信號，噪聲會蔓延到系統中，并表現為抖動。

然而，對于ACMC，電流檢測信號被饋入CEA的反相輸入（圖1），而VEA在CEA的同相輸入端設置電感電流。通過使用反饋網絡補償CEA，可以完成以下幾件事：定制電流檢測信號以在直流時表現出最大增益（對于降壓轉換器，電感的直流電流相當于轉換器的輸出電流）;允許實際電流檢測信號暢通無阻地通過放大器;最后，抑制疊加在信號上的高頻開關噪聲。CEA在直流下的高增益使該控制方案能夠精確地設置輸出電流。相比之下，CMC中的電流檢測信號具有平坦的增益，導致系統由于輸入電壓變化而表現出峰均電流誤差。最后從圖1開始，將CEA輸出與電壓斜坡進行比較，從而產生所需的PWM信號來驅動功率MOSFET。

圖2.圖1的控制波形。

圖2顯示了圖1的控制波形。注意電感電流信號，iL（紅色）與鋸齒波相比，是反轉的。PWM 比較器之后的 SR 鎖存器可防止因噪聲而發生信號反彈。類似地，時鐘信號復位鋸齒斜坡，幾乎消除了噪聲尖峰過早關閉MOSFET的任何可能性。這種控制技術的另一個重要特點是，當占空比超過50%時，不需要斜率補償。這是因為鋸齒坡道已經提供了這種補償。

對于圖1中的降壓轉換器示例，內部環路補償輸入電壓的變化。隨著輸入電壓的增加，來自CEA的電流信號的下降斜率變得更陡（圖2），導致占空比變窄。然而，外環路補償輸出電壓的變化，而輸出電壓的變化又是由負載的變化引起的。由于電感電流由VEA編程，因此功率部分呈現單極響應，從而簡化了電壓環路補償。

補償CEA是一項簡單的任務，前提是遵循MAX5060/MAX5061數據資料中的推薦指南。MAX5060/MAX5061為DC-DC控制器，可解決上述所有設計問題，并包含實現高效、安靜、高性價比DC-DC轉換器所需的全部特性。圖3顯示了具有建議補償網絡的器件中的CEA。建議使用此網絡，因為 CEA 不提供對其反相輸入的直接訪問。請注意，CEA是跨導放大器，即與標準運算放大器相比，它具有相對較高的輸出阻抗。

圖3.建議MAX5060/MAX5061DC-DC轉換器中CEA補償網絡。

為了優化電流環路，電感電流的下降斜率，iL，（圖 2 中的紅色信號）是沿著鋸齒坡道的斜率進行的。同樣重要的是，我L不超過斜坡，否則會發生次諧波振蕩和不穩定。

忽略同步整流器兩端的壓降，降壓轉換器電感電流的下降斜率由下式給出：

該電流通過檢流電阻RS。RS兩端的電壓由CSA測量和放大，增益為34.5（見圖1）。如果我們將其乘以CEA的增益，G中航，并將其等同于鋸齒坡，等于 VSfS，我們得到表達式：

現在，跨導放大器的增益定義為gMRL.將其替換為 G中航并求解 RL，我們得到：

數據資料中給出MAX5060/MAX5061的CEA跨導為550μS;RL在這種情況下變為RCF，如圖 3 所示。該電阻將CEA增益設置為單位，大約為電流環路的交越頻率。鋸齒坡道，VS，MAX5060/MAX5061的峰峰值幅度為2V。將這些常量代入上述等式，我們得到：

CEA的直流增益應盡可能高，以準確設置直流輸出電流。在直流時，補償網絡中的電容器相當于開路，從而使CEA在直流時具有最大增益。將零點放置在略低于最小交越頻率的位置，將極點放置在比零點高至少十倍頻程的位置，會導致電流環路表現出高帶寬，同時衰減不需要的開關噪聲。

極點和零點的計算公式為：

為了使公式5中的極點頻率表達式成立，CCF需要至少是 C 的 10 倍CFF.如果此比率不是 10：1，請替換 CCFF與 CCF||CCFF對于極表達式。請注意，在原點有一個極點，正如人們可以想象的那樣，在C上出現無限阻抗CFF.所需的電容值使用上述公式求解。

補償 VEA 可能是一項非常復雜的任務，具體取決于所需的性能水平。MAX5060/MAX5061數據資料介紹了一種簡單實用的補償方法，僅推薦使用電阻反饋網絡。這是有源電壓定位技術的一部分，該技術減小了輸出電容的尺寸，同時提供了良好的負載瞬態響應。如果在最小負載條件下將輸出電壓設置為略高于其標稱值，而在滿載條件下允許其低于標稱值相同量，則直流調節會下降。盡管如此，負載瞬態期間的最大電壓偏差明顯低于VEA補償高低頻增益時的最大電壓偏差。此外，負載的功耗也降低了。

補償電壓環路以獲得最佳響應需要了解VEA的增益與頻率特性，以及整個環路在整個負載和溫度范圍內的大信號行為。增益與頻率的知識可以通過實驗獲得。然后可以對 VEA 進行補償，以實現所需的性能。應允許足夠的相位裕量以確保穩定性;45° 到 60° 通常很好。VEA 補償網絡的派生方式與 CEA 相同。DC-DC 轉換器應承受啟動、負載變化、短路恢復、無負載條件和輸入電壓變化等瞬態。如果輸出電壓在所有這些瞬態條件下在整個溫度范圍內表現出良好的阻尼響應，則可以假設系統是穩定的。

應用提示

調整輸入電壓范圍

MAX5060/MAX5061具有內部5V線性穩壓器，可由外部5V電源覆蓋。如果將輸入電壓饋入IN，則輸入范圍指定為7V至28V。將輸入電壓饋入 Vcc將輸入范圍限制在 4.75V 至 5.50V 之間。在后一種情況下，建議將IN短路為Vcc繞過內部調節器。為了在兩個輸入范圍內連續工作，可以使用圖4所示的自舉電路。扼流圈中的耦合繞組設計用于產生電壓，例如8V，即使IN電壓低于7V，該電壓也會接管IC的電源。該自舉電路還有助于降低IC中的功耗。

圖4.擴展MAX5060/MAX5061輸入電壓范圍的自舉電路示例

IC的最大輸入電壓為28V。如果轉換器需要承受高達72V的更高電壓，建議使用圖5所示電路。該電路還提供反向輸入電壓保護。

圖5.利用該電路將MAX5060/MAX5061的電壓限制在28V，并保護電路免受電池反接故障的影響。

同步開關頻率

開關頻率同步是信息娛樂系統的一個非常重要的要求，以避免DC-DC轉換器對汽車收音機、電視調諧器、顯示監視器或導航系統等敏感負載的干擾。在這些單元中，同步通常是通過讓 DC-DC 控制器的頻率自由運行，然后讓高性能處理器將其同步到所需的頻率來實現。MAX5060/MAX5061提供125kHz至1.5MHz的頻率范圍，也可同步。

如果無法將MAX5060/MAX5061與外部時鐘同步，或者轉換器的開關頻率產生過大的EMI，則實際方案是通過擴頻振蕩器（如DS1090U-16擴頻振蕩器）驅動SYNC引腳，如圖6所示。本例中，300kHz的開關頻率通過DS1090U-16上的單個電阻進行設置。抖動量為±4%，抖動率為1.2kHz。抖動速率不應太高，因為擴頻會導致系統環路中的相移，需要對其進行補償。DS1090的頻率計算器可在應用筆記3692“DS1090的頻率計算器”中免費下載。

圖6.通過將MAX5060/MAX5061與擴頻時鐘（DS1090）同步，峰值輻射發射顯著降低。

降壓-升壓操作

MAX5060/MAX5061還可用于實現降壓-升壓轉換器（圖7）。

圖7.利用MAX5060/MAX5061實現簡化的降壓-升壓轉換器。

注意，在圖7中電容C。1和 C2需要承受比降壓轉換器輸出電容更大的紋波電流等效輸出電流。另請注意，所示的兩個電感可以繞在同一磁芯上;如果這樣做，請注意 L 的方向點1和 L2在圖 7 中。如果使用兩個獨立的電感器，則可以忽略這些點。

MAX5060/MAX5061中CSA的共模范圍為0至5.5V。在設計輸出電壓大于5V的轉換器時，可以推薦兩個電路。圖8中的電路采用現成的電流檢測變壓器，圖9中的電路采用電阻橋。設計中使用 0.1% 電阻。減小電阻kR的尺寸和功耗S， VRS偏置至5V。由于EAN輸入應設置為0.6V，因此需要單獨的分壓器。

圖8.使用電流檢測變壓器的電流檢測方法

圖9.使用電阻橋的電流檢測方法

結論

盡管設計人員一直提倡CMC是操作DC-DC轉換器的出色技術，但對廉價電流檢測電阻器提高效率的要求暴露了CMC的主要缺點之一：噪聲敏感性。MAX5060/MAX5061采用的ACMC技術解決了噪聲問題和其他問題。ACMC能夠設計出滿足高性能微處理器要求的DC-DC轉換器，尤其是汽車多媒體和遠程信息處理系統中的微處理器。

審核編輯：郭婷