有限雙極性控制方式

圖1有限雙極性控制的全橋電路

有限雙極性控制的全橋電路如圖1所示，其中，超前臂MOS管Q1、Q3的驅動信號脈寬可調（PWM控制）；滯后臂MOS管Q2、Q4的驅動信號脈寬不可調，為固定50％占空比。C1～C4分別為Q1～Q4的外并電容（含Q1～Q4的寄生電容），假設容值都為C。開關管Q1、Q4和Q2、Q3保持相同的開通時刻，每個橋臂的兩個MOS管成180°互補導通，為了避免同一橋臂上下管同時導通，上下管需設置一個固定的死區時間。通過調節Q1、Q3驅動信號的脈寬可以調節輸出電壓。

圖2 有限雙極性控制時主要波形

在半個工作周期內，有限雙極性控制的全橋變換器有6個工作過程，電路的主要波形如圖2所示。

① 開關模態1[t0~t1]：t0時刻，Q2管關斷（由于C2的存在，Q2管為零電壓關斷），諧振電感電流為反向電流，流過Q1的體二極管D1，為Q1管的ZVS導通創造了條件。此時C4開始放電，C2開始充電，d點電位開始下降，Uad電位開始上升。假設此時的諧振電流恒定，則d點電位完全到零的時間為：

t01=2CUin/ip1 （1）

由于此時諧振電感與勵磁電感串聯諧振，諧振電流和勵磁電流開始正向增加，諧振電感電壓和變壓器原邊電壓都從零開始正向增加，此時諧振電容開始負向增加。

滯后橋臂要實現ZVS的條件：滯后橋臂（Q2、Q4）的死區間隔時間大于Q2、Q4管結電容的充放電時間。

輕載時，由于ip1很小，造成了t01很大，當充放電時間t01大于死區td時，Q4管ZVS導通失敗。

② 開關模態2[t1~t2]：t1時刻，當C4完全放電后（即d點的電位下降到零時），Uad電壓被箝位為母線電壓。由于諧振電流仍為負向，Q4管的體二極管D4開始流過電流。此時諧振電流開始大于勵磁電流，DR2導通，原邊變壓器電壓被箝位在nVo，原邊開始向副邊傳能。

③ 開關模態3[t2~t3]：t2時刻，Q1，Q4管導通。考慮到之前D1和D4管都在負向流過電流，此時開關管Q1和Q4為ZVS導通（輕載時Q4可能為非ZVS導通）。輸入電壓通過LrCr諧振環節向負載傳遞能量，此時由于DR2導通，勵磁電流im繼續線性上升，并且過零反向繼續上升；

Vm＝nVo＝Lmdi/dt

諧振電流ir流經Q1、Lr、Cr 、變壓器原邊和Q4，以正弦形式諧振。流經DR2的電流折算到原邊為諧振電流和勵磁電流之差。由于開關頻率（250KHz）fs>fr（117KHz），諧振電流會一直增加。

④ 開關模態4[t3~t4]：t3時刻，Q1管關斷，Q4管保持導通。由于C1的存在，Q1的關斷為零電壓關斷。C1開始充電，C3開始放電，此時a點的電位開始下降。假設此時的諧振電流恒定，則a點電位完全到零的時間為：

t34=2CUin/ip2 （2）

同樣輕載時，由于ip2>ip1，使得相同電容條件下，t34 >t01。由于C3只需要在Q3開關管導通前放完電，放電的時間較長，可以很容易實現Q3管的ZVS導通。由于此時變壓器原邊電壓被箝位，諧振電感上的電壓VLr會隨著C3的電壓減小而減小，使得諧振電感上電壓為負，諧振電流開始減小。

超前臂要實現ZVS的條件為：超前橋臂（Q1、Q3）的導通與關斷信號之間的間隔大于Q1、Q3管結電容的充放電時間。

這里若采用移相控制方法，由于死區td是固定的，當負載電流小于某個值時，C1，C3的充放電時間將會大于超前臂的死區時間，使得Q3的ZVS導通失敗。而采用雙極性控制方式，當負載電流較小時，輸出的電壓隨之增大，閉環控制使得超前臂Q1、Q3的導通脈寬變小，相當于增大了Q1、Q3從關斷到導通之間的時間間隔，從而使電容C1、C3有足夠的時間來充放電。當負載電流增大時，雖然Q1、Q3的導通脈寬增大，Q1、Q3從關斷到導通之間的時間間隔減小了，但電容C1、C3充放電時間也大大加快了。

有限雙極性控制與相對移相控制方式相比，超前臂開關管可以在更大負載范圍內實現ZVS導通。

⑤ 開關模態5[t4~t5]：t4時刻，a點電位為零，開關管的體二極管D3開始續流。由于DR2一直導通，變壓器原邊電壓被箝位，諧振電流ir流經D3、Lr、Cr 、變壓器原邊和Q4，以正弦形式諧振。直到諧振電流與勵次電流相等。

⑥ 開關模態6[t5~t6]：t5時刻，諧振電流與勵磁電流相等，整流二極管DR2零電流關斷，輸出側與原邊諧振回路完全脫離。勵磁電感上的電壓不再受輸出電壓控制，Lm與Lr串聯參與諧振。由于Lm>>Lr，諧振周期變長，可認為諧振電流基本保持不變。t6時刻，Q4管關斷，與t0時刻Q2關斷后工作原理相近似。

42V/10A

53.5V/10A

圖3 iLr、Vgs4、Vgs2和Vds2波形

42V/10A

圖4 ids2、Vgs2、Vds2和Vgs4波形

PWM控制方式分析：

雙極性控制的全橋電路如圖3所示，其中，Q1～Q4為功率MOS管，D1～D4分別為Q1～Q4的體二極管，C1～C4分別為并聯在Q1～Q4管兩端外并電容（含Q1～Q4的寄生電容）。每個橋臂的兩個MOS管成180°互補導通，為了避免同一橋臂上下管同時導通，上下管需設置一個固定的死區時間。通過調節Q1、Q3和Q2、Q4驅動信號的脈寬可以調節輸出電壓。

圖3 PWM控制的全橋電路

圖4 PWM控制時主要波形

在半個工作周期內，有限雙極性控制的全橋變換器有6個工作過程，電路的主要波形如圖2所示。

電路的工作過程如下：

① 開關模態1[t0~t1]：t0時刻，Q2管關斷（由于C2的存在，Q2管為零電壓關斷），諧振電感電流為反向電流。由于此時a點電位為零，d點電位為Vbus，反向的諧振電流不會流過體二極管D1和D4。此時DR1仍輸出電流，變壓器原邊被箝位在nVo，勵磁電流繼續減小。諧振電感Lr與電容C1～C4開始諧振，C1，C4開始放電，C2，C3開始充電，即a點電位開始上升，d點電位開始下降。由于變壓器原邊電流被箝位，使得諧振電感電壓急劇正向增加，諧振電流負向急劇減小（諧振電流正向增加）。

② 開關模態2[t1~t2]：t1時刻，當諧振電流與勵磁電流相等時，DR1零電流關斷，輸出側與原邊諧振回路完全脫離。此時a點電位上升到Vbus，d點電壓下降到零，體二極管D1和D4開始導通。D1、Lr，Cr，Lm和D4開始諧振。由于Uad電壓箝位在Vbus，變壓器原邊電壓開始從負壓開始正向增加，諧振電感電壓從正壓開始下降。在變壓器原邊電壓到零之前，勵磁電流仍在負向增加，直到原邊變壓器電壓為正后，勵次電流才開始正向增加。而諧振電感電流則開始向正向增加。

③ 開關模態3[t2~t3]：t2時刻，當諧振電感電壓下降到等于變壓器原邊電壓時，DR2開始流過電流。由于變壓器原邊電壓箝位在nVo，勵磁電流開始線性增加。諧振電感與諧振電容開始諧振，諧振電容電壓下降，諧振電感電壓增加，使得諧振電感電流上升斜率大于勵磁電流上升斜率，輸出電流在一直增加。

④ 開關模態4[t3~t4]：t3時刻，當諧振電流負向減小到接近于零時，諧振電流開始向C1、C4充電，C2、C3開始放電，a點電位開始下降，d點電位開始上升。到t4時刻，諧振電流完全為零后，C1～C4充放電結束。

⑤ 開關模態5[t4~t5]：t4時刻，當諧振電流完全為零后，C1～C4充放電結束時，副邊DR2流過的電流完全靠勵磁電流提供。

⑥ 開關模態6[t5~t6]：t5時刻，當勵磁電感電流等于諧振電流（都為零）時，DR2零電流關斷，輸出側與原邊諧振回路完全脫離。此時，C1～C4與Lm、Cr和Lr繼續諧振，使得a電電位繼續下降，d點電位繼續增加，直到t6時刻Q1、Q4管導通。

⑦ 開關模態7[t6~t7]：t6時刻，開關管Q1、Q4硬開關導通。當此后，C1充電到母線電壓，C4放電到零后，諧振電流和勵磁電流開始增加。

⑧ 開關模態8[t7~t8]：t7時刻，諧振電流開始大于勵磁電流，DR1開始導通，諧振電感和諧振電容開始諧振，變壓器原邊開始向副邊傳能，直到t8時刻Q1關斷。

從上面的分析可以看出：PWM控制時，輕載容易出現不可控的諧振傳能的區間（t2~t5），當從調頻態切換到調頻調寬態后，易出現諧振傳能的區間，使得電壓增益出現跳變。

同樣，PWM態下要實現Q1、Q4管的ZVS導通，需要在諧振電感電流正向到零之前將Q1、Q4導通，這樣占空比較小時，就無法實現Q1、Q4管的ZVS導通。

移相控制方式

圖1移相控制的全橋電路

移相控制的主要波形

移相控制的全橋電路如圖1所示，其中，超前臂MOS管Q1、Q3的驅動信號脈寬可調（PWM控制）；滯后臂MOS管Q2、Q4的驅動信號脈寬不可調，為固定50％占空比。C1～C4分別為Q1～Q4的外并電容（含Q1～Q4的寄生電容），假設容值都為C。每個橋臂的兩個MOS管成180°互補導通，為了避免同一橋臂上下管同時導通，上下管需設置一個固定的死區時間。通過調節Q1、Q3驅動信號的脈寬可以調節輸出電壓。

三種發波方式對比：