如今，開關電源幾乎無處不在，并用于每個電子設備。它們因其體積小、成本低和效率而受到重視。然而，它們的主要缺點是，由于高開關瞬變，它們的輸出可能會產生噪聲。這使它們遠離線性穩壓器統治的高性能模擬電路。已經表明，在許多應用中，經過適當濾波的開關轉換器可以取代線性穩壓器，以產生低噪聲電源。即使在那些需要極低噪聲電源的苛刻應用中，電源樹上游的某個地方也可能有一個開關電路。因此，需要能夠設計優化的阻尼多級濾波器來清理開關電源轉換器的輸出。此外，重要的是要認識到濾波器設計將如何影響開關電源轉換器的補償。

在本文中，升壓電路將用于示例電路，但結果將直接適用于任何DC-DC轉換器。圖1所示是恒流模式（CCM）下升壓轉換器的基本波形。

圖1.升壓轉換器的基本電壓和電流波形。

使輸出濾波器對于升壓或任何其他具有不連續電流模式的拓撲如此重要的問題是開關B中電流時間的快速上升和下降。這往往會激發開關、布局和輸出電容中的寄生電感。結果是，在現實世界中，即使使用良好的布局和陶瓷輸出電容，輸出波形看起來更像圖2而不是圖1。

圖2.DCM 中升壓轉換器的典型測量波形。

與輸出開關的無阻尼振鈴相比，由電容器電荷變化引起的開關紋波（在開關頻率處）非常小，我們將其稱為輸出噪聲。通常，該輸出噪聲在10 MHz至100+ MHz范圍內，遠遠超過大多數陶瓷輸出電容器的自諧振頻率。因此，增加額外的電容對衰減噪聲幾乎沒有作用。

不同類型的過濾器有幾個合理的選擇來過濾此輸出。本文將說明每種類型的濾波器，并給出設計的分步過程。方程并不嚴格，并做出了一些合理的假設來簡化它們。仍然需要一些迭代，因為每個組件都會影響其他組件的值。ADIsimPower設計工具通過使用元件值（如成本或尺寸）的線性化方程來解決這個問題，在選擇實際元件之前進行優化，然后在從數千個器件的數據庫中選擇實際元件后優化輸出。但是，對于設計的第一遍，這種復雜程度是不必要的。通過提供的計算，并可能使用SIMPLIS仿真器，如免費的ADIsimPE?，或者在實驗室里工作一段時間，可以用最少的努力找到令人滿意的設計。

在設計濾波器之前，請考慮使用單級濾波器RC或LC濾波器可以實現的目標。通常，使用第二級濾波器時，將紋波降至幾百μV p-p，將開關噪聲降至1 mV p-p以下是合理的。降壓轉換器可以做得更安靜一些，因為功率電感提供了顯著的濾波。這些限制是因為一旦紋波下降到μV，元件寄生效應和濾波器級之間的噪聲耦合開始成為限制因素。如果需要更安靜的電源，則可以添加第三級濾波器。然而，開關電源通常沒有最安靜的基準電壓源，并且還受到抖動噪聲的影響。這都會導致低頻噪聲（1 Hz至100 kHz），無法輕易濾除。因此，對于噪聲極低的電源，最好使用單個二級濾波器，然后在輸出端增加一個LDO。

在深入探討每種類型的濾波器的更詳細的設計過程之前，將在每種類型的濾波器的設計過程中使用的一些值定義如下：

ΔIPP：進入輸出濾波器的近似峰峰值電流。對于計算，我們假設這是正弦的。該值將取決于拓撲。對于降壓轉換器，它是電感中的峰峰值電流。對于升壓轉換器，它是開關B（通常是二極管）中的峰值電流。

ΔVRIPOUT：轉換器開關頻率處的近似輸出電壓紋波。

RESR：所選輸出電容的ESR。

FSW：轉換器的開關頻率。

CRIP：假設所有ΔIPP撕裂流入其中計算的輸出電容。

ΔVTRANOUT：ISTEP應用于輸出時VOUT的變化。

ISTEP：輸出負載的瞬時變化。

TSTEP：轉換器對輸出負載瞬時變化的大致響應時間。

Fu：轉換器的交越頻率。對于降壓，它通常是 FSW ?10。對于升壓或降壓升壓型轉換器，它通常約為右半平面零點（RHPZ）位置的三分之一。

最簡單的濾波器類型只是一個RC濾波器，如圖161所示，連接到基于ADP3x的低電流升壓設計的輸出端。該濾波器具有成本低的優點，不需要阻尼。但是，由于功耗大，它僅適用于非常低輸出電流轉換器。本文假設陶瓷電容器具有小ESR。

圖3.ADP161x低輸出電流升壓轉換器設計，輸出端增加RC濾波器。

RC第二級輸出濾波器的設計過程

第 1 步：選擇 C1基于假設值輸出紋波在 C 處1大約忽略過濾器的其余部分;5 mV 峰峰值至 20 mV 峰峰值是一個很好的起點。C1然后可以使用公式1計算。

步驟2：可以根據功耗選擇R。R 必須比 R 大得多紅沉降率使電容器和該濾波器有效。這將輸出電流范圍限制在小于50 mA左右。

第 3 步：C2然后可以從公式2到公式6計算。A、a、b 和 c 只是簡化計算的中間值，沒有物理意義。這些方程假設 R << R負荷每個電容器的ESR都很小。這些都是非常好的假設，并且幾乎沒有引入錯誤。C2應等于或大于 C1.可以調整步驟1中的紋波以使其成為可能。

對于更高電流的電源，最好用電感代替pi濾波器中的電阻，如圖4所示。除了低功耗外，這種配置還具有非常好的紋波和開關噪聲抑制能力。問題是我們現在引入了一個可以共振的附加油箱電路。這可能導致振蕩和不穩定的電源。因此，設計此濾波器的第一步是選擇如何阻尼濾波器。圖4顯示了三種可行的阻尼技術。添加 R濾楓具有增加很少額外費用或大小的優點。阻尼電阻通常幾乎沒有損耗，對于大電源來說也可以很小。缺點是，通過降低與電感的并聯阻抗，它大大降低了濾波器的有效性。技術 2 具有最大化過濾器性能的優點。如果需要全陶瓷設計，RD可以是與陶瓷電容器串聯的分立電阻器。否則，需要一個具有高ESR的物理大電容器。此附加電容 （CD） 可能會顯著增加設計的成本和尺寸。阻尼技術 3 看起來非常有利，因為阻尼電容器 CE添加到輸出中，可能會對瞬態響應和輸出紋波有所幫助。然而，這是最昂貴的技術，因為所需的電容量要大得多。此外，輸出端相對較大的電容會降低濾波器諧振的頻率，從而降低轉換器的可實現帶寬，因此不建議使用技術3。對于ADIsimPower設計工具，我們使用技術1，因為它成本低，而且在自動化設計過程中相對容易實現。

圖4.ADP1621帶有輸出濾波器，突出顯示了幾種不同的阻尼技術。

另一個需要處理的問題是賠償。這可能違反直覺，但將過濾器放在反饋回路中幾乎總是更好的。這是因為將其置于反饋環路中有助于在一定程度上抑制濾波器，消除直流負載偏移和濾波器的串聯電阻，并以更少的振鈴提供更好的瞬態響應。圖5顯示了升壓轉換器的波特圖，在輸出端增加了LC濾波器輸出。

圖5.輸出端帶有LC濾波器的升壓轉換器的相位和增益圖。

反饋在濾波電感器之前或之后進行。最令人驚訝的是，即使濾波器不在反饋回路中，開環波特圖也會發生多大變化。由于控制環路在反饋環路中有或沒有濾波器時都會受到影響，因此不妨對其進行適當的補償。通常，這意味著將目標交越頻率縮減到濾波器諧振頻率的五分之一到十分之一（FRES).

這種類型的濾波器的設計過程本質上是迭代的，因為每個組件的選擇都會驅動其他組件的選擇。

使用并聯電阻阻尼的LC濾波器的設計過程（圖1中的技術4）

第 1 步：選擇 C1好像輸出上不會有輸出濾波器。5 mV至20 mV p-p是一個很好的起點。C1然后可以使用公式8計算。

第 2 步：選擇電感器 L濾楓.根據經驗，一個好的值在 0.5 μF 到 2.2 μF 之間。電感應選擇高自諧振頻率（SRF）。電感器越大的SRF越大，這意味著它們對高頻噪聲濾波的效果較差。較小的電感不會對紋波產生太大影響，并且需要更多的電容。開關頻率越高，電感越小。當比較具有相同電感的兩個電感時，SRF較高的部分將具有較低的繞組間電容。繞組間電容的作用類似于濾波器周圍的短路，產生高頻噪聲。

第3步：如前所述，添加濾波器將通過降低可實現的交越頻率（Fu).對于電流模式轉換，可實現的最大Fu是開關頻率的 1/10 或 F 的 1/5 中的較小者RES濾波器的計算公式7。幸運的是，大多數模擬負載不需要極高的瞬態響應。公式9計算近似輸出電容（CBW），以提供指定的瞬態電流階躍。

第 4 步：設置 C2作為 C 的最小值BW和 C1.

步驟5：使用公式10和公式11計算近似阻尼濾波電阻。這些方程不是絕對準確的，但它們是最接近閉式解的東西，不需要使用廣泛的代數。ADIsimPower設計工具計算R濾楓通過計算轉換器在濾波器和電感短路的情況下的開環傳遞函數（OLTF）。R濾楓然后猜測值，直到帶濾波器的轉換器OLTF峰值僅比電感短路時轉換器的OLTF高10 dB。該技術可用于ADIsimPE等模擬器，也可在實驗室中使用頻譜分析儀。

第 6 步：C2現在可以使用公式12至公式15進行計算。a、b、c和d用于簡化公式16。

步驟7：應重復步驟3至步驟5，直到計算出滿足所需紋波和瞬態規格的良好阻尼濾波器設計。應該注意的是，這些公式忽略了濾波電感R的直流串聯電阻.DCR.對于較低電流電源，該電阻可能相當大。它通過幫助阻尼濾波器來提高濾波器性能，從而增加所需的R濾楓并增加濾波器的阻抗。這兩種效果都可以顯著提高濾波器的性能。因此，對于低噪聲要求來說，在L中權衡少量功率損耗是非常有幫助的。濾楓用于改善噪聲性能。磁芯損耗（L）濾楓還有助于衰減一些高頻噪聲。因此，大電流粉末鐵芯可能是一個不錯的選擇。對于相同的電流能力，它們也往往更小、更便宜。當然，ADIsimPower不僅考慮了濾波器電感的電阻，還考慮了兩個電容的ESR，以實現最大精度。

步驟8：選擇與計算值匹配的實際元件時，請記住降低任何陶瓷電容器的電容，以考慮直流偏置！

如前所述，圖4給出了兩種可行的濾波器阻尼技術。如果不是選擇并聯電阻，而是選擇電容器CD可以選擇來阻尼過濾器。這將增加一些成本，但它提供了任何技術中最佳的過濾器性能。

使用RC阻尼網絡的LC濾波器設計過程（圖2中的技術4）

步驟 1：與前面的拓撲一樣，選擇 C1好像不會有輸出濾波器。10 mV 峰峰值至100 mV 峰峰值是一個很好的起點，具體取決于最終目標輸出紋波。C1然后可以使用公式8進行計算。C1在此拓撲中可以比以前的拓撲小，因為篩選器更有效。

步驟2：與前面的拓撲一樣，選擇0.5 μH至2.2 μH之間的電感。對于 1 kHz 和 500 kHz 之間的轉換器來說，1200 μH 是一個不錯的值。

第 3 步：和以前一樣，C2可以從公式 16 中選擇，但使用 R濾楓設置為大于 1 MΩ，因為它不會被填充。盡管 C 是相同的值的原因1有一個額外的電容器是為了提供良好的阻尼，RD將做得足夠大，以至于 CD不會顯著降低紋波。集合 C2作為計算的 C 的最小值2值，CBW和 C1.此時返回步驟 1 并調整 C 上假設的紋波可能很有用1獲取計算出的 C2更接近CBW和 C1.

第 4 步：CD應設置為與 C 相同的值1.理論上，您可以使用更大的電容實現濾波器的更大阻尼，但它不必要地增加了成本和尺寸，并且會降低轉換器帶寬。

第 5 步：RD可由公式17計算。FRES使用公式 7 計算，忽略 C 的存在D.這是一個很好的近似值，因為 Rd 通常足夠大，以至于 CD對濾波器諧振的位置影響不大。

第 6 步：現在兩個 CD和 RD已經計算出，可以使用具有串聯電阻的陶瓷電容器，或者應選擇符合計算規格的具有大ESR的鉭或類似電容器。

步驟7：選擇與計算值匹配的實際元件時，請記住降低任何陶瓷電容器的電容，以考慮直流偏置！

另一種濾波技術是用鐵氧體磁珠代替先前濾波器中的L。然而，這種布置有許多缺點，限制了其濾除開關噪聲的有效性，并且對開關紋波幾乎沒有任何作用。首先是飽和度。鐵氧體磁珠將在非常低的偏置電流水平下飽和，這意味著鐵氧體的阻抗將比所有數據手冊中顯示的零偏置曲線低得多。它可能仍然需要阻尼，因為它仍然是一個電感器，因此可以與輸出電容諧振。然而，現在電感是可變的，并且在大多數數據手冊中提供的極少數據中表征不佳。因此，不建議將鐵氧體磁珠用作二級濾波器，但可以在第二級濾波器的下游使用，以進一步降低非常高的頻率噪聲。

結論

本文列出了幾種用于開關電源的輸出濾波器技術。對于每種拓撲，都設計了一個分步設計過程，以減少濾波器設計所需的猜測和檢查量。這些方程經過了一些簡化，因此對于希望通過了解第二級輸出濾波器可實現的功能來進行快速設計的工程師來說，它們非常有用。

審核編輯：郭婷