產生原因

數字電路中，信號傳輸與狀態變換時都會有一定的延時。

◆在組合邏輯電路中，不同路徑的輸入信號變化傳輸到同一點門級電路時，在時間上有先有后，這種先后所形成的時間差稱為競爭（Competition）。

◆由于競爭的存在，輸出信號需要經過一段時間才能達到期望狀態，過渡時間內可能產生瞬間的錯誤輸出，例如尖峰脈沖。這種現象被稱為冒險（Hazard）。

◆競爭不一定有冒險，但冒險一定會有競爭。

例如，對于給定邏輯 F = A & A'，電路如左下圖所示。

由于反相器電路的存在，信號 A' 傳遞到與門輸入端的時間相對于信號 A 會滯后，這就可能導致與門最后的輸出結果 F 會出現干擾脈沖。如右下圖所示。

其實實際硬件電路中，只要門電路各個輸入端延時不同，就有可能產生競爭與冒險。

例如一個簡單的與門，輸入信號源不一定是同一個信號變換所來，由于硬件工藝、其他延遲電路的存在，也可能產生競爭與冒險，如下圖所示。

判斷方法

◆代數法

在邏輯表達式，保持一個變量固定不動，將剩余其他變量用 0 或 1 代替，如果最后邏輯表達式能化簡成

Y = A + A' 或 Y = A · A'

的形式，則可判定此邏輯存在競爭與冒險。

例如邏輯表達式 Y = AB + A'C，在 B=C=1 的情況下，可化簡為 Y = A + A'。顯然，A 狀態的改變，勢必會造成電路存在競爭冒險。

◆卡諾圖法

有兩個相切的卡諾圈，并且相切處沒有其他卡諾圈包圍，可能會出現競爭與冒險現象。

例如左下圖所存在競爭與冒險，右下圖則沒有。

其實，卡諾圖本質上還是對邏輯表達式的一個分析，只是可以進行直觀的判斷。

例如，左上圖邏輯表達式可以簡化為 Y = A'B' + AC，當 B=0 且 C=1 時，此邏輯表達式又可以表示為 Y = A' + A。所以肯定會存在競爭與冒險。

右上圖邏輯表達式可以簡化為 Y = A'B' + AB，顯然 B 無論等于 1 還是 0，此式都不會化簡成 Y = A' + A。所以此邏輯不存在競爭與冒險。

需要注意的是，卡諾圖是首尾相臨的。如下圖所示，雖然看起來兩個卡諾圈并沒有相切，但實際上，m6 與 m4 也是相鄰的，所以下面卡諾圖所代表的數字邏輯也會產生競爭與冒險。

◆其他較為復雜的情況，可能需要采用 “計算機輔助分析 + 實驗” 的方法。

消除方法

對數字電路來說，常見的避免競爭與冒險的方法主要有4種。

1）增加濾波電容，濾除窄脈沖

此種方法需要在輸出端并聯一個小電容，將尖峰脈沖的幅度削弱至門電路閾值以下。

此方法雖然簡單，但是會增加輸出電壓的翻轉時間，易破壞波形。

2）修改邏輯，增加冗余項

利用卡諾圖，在兩個相切的圓之間，增加一個卡諾圈，并加在邏輯表達式之中。

如下圖所示，對數字邏輯 Y = A'B' + AC 增加冗余項 B'C，則此電路邏輯可以表示為 Y = A'B' + AC + B'C。此時電路就不會再存在競爭與冒險。

3）使用時鐘同步電路，利用觸發器進行打拍延遲

同步電路信號的變化都發生在時鐘邊沿。對于觸發器的 D 輸入端，只要毛刺不出現在時鐘的上升沿并且不滿足數據的建立和保持時間，就不會對系統造成危害，因此可認為 D 觸發器的 D 輸入端對毛刺不敏感。

利用此特性，在時鐘邊沿驅動下，對一個組合邏輯信號進行延遲打拍，可消除競爭冒險。

延遲一拍時鐘時，會一定概率的減少競爭冒險的出現。實驗表明，最安全的打拍延遲周期是 3 拍，可有效減少競爭冒險的出現。

當然，最終還是需要根據自己的設計需求，對信號進行合理的打拍延遲。

◆為說明對信號進行打拍延遲可以消除競爭冒險，我們建立下面的代碼模型。

module competition_hazard
    (
      input             clk ,
      input             rstn ,
      input             en ,
      input             din_rvs ,
      output reg        flag
    );


    wire    condition = din_rvs & en ;  //combination logic
    always @(posedge clk or negedge !rstn) begin
        if (!rstn) begin
            flag   <= 1'b0 ;
        end
        else begin
            flag   <= condition ;
        end
    end 


endmodule

◆testbench 描述如下：

`timescale 1ns/1ns


module test ;
    reg          clk, rstn ;
    reg          en ;
    reg          din_rvs ;
    wire         flag_safe, flag_dgs ;


    //clock and rstn generating 
    initial begin
        rstn              = 1'b0 ;
        clk               = 1'b0 ;
        #5 rstn           = 1'b1 ;
        forever begin
            #5 clk = ~clk ;
        end
    end


    initial begin
        en        = 1'b0 ;
        din_rvs   = 1'b1 ;
        #19 ;      en        = 1'b1 ;
        #1 ;       din_rvs   = 1'b0 ;
    end


    competition_hazard         u_dgs
     (
      .clk              (clk           ),
      .rstn             (rstn          ),
      .en               (en            ),
      .din_rvs          (din_rvs       ),
      .flag             (flag_dgs      ));


    initial begin
        forever begin
            #100;
            if ($time >= 1000)  $finish ;
        end
    end
endmodule

◆仿真結果如下。

由圖可知，信號 condition 出現了一個尖峰脈沖，這是由于信號 din_rvs 與信號 en 相對于模塊內部時鐘都是異步的，所以到達內部門電路時的延時是不同的，就有可能造成競爭冒險。

雖然最后的仿真結果 flag 一直為 0，似乎是我們想要的結果。但是實際電路中，這個尖峰脈沖在時間上非常靠近時鐘邊沿，就有可能被時鐘采集到而產生錯誤結果。

◆下面我們對模型進行改進，增加打拍延時的邏輯，如下：

module clap_delay
    (
      input             clk ,
      input             rstn ,
      input             en ,
      input             din_rvs ,
      output reg        flag
    );


    reg                  din_rvs_r ;
    reg                  en_r ;
    always @(posedge clk or !rstn) begin
        if (!rstn) begin
            din_rvs_r      <= 1'b0 ;
            en_r           <= 1'b0 ;
        end
        else begin
            din_rvs_r      <= din_rvs ;
            en_r           <= en ;
        end
    end


    wire                 condition = din_rvs_r & en_r ;
    always @(posedge clk or negedge !rstn) begin
        if (!rstn) begin
            flag   <= 1'b0 ;
        end
        else begin
            flag   <= condition ;
        end
    end // always @ (posedge clk or negedge !rstn)

endmodule

◆將此模塊例化到上述 testbench 中，得到如下仿真結果。

由圖可知，信號 condition 沒有尖峰脈沖的干擾了，仿真結果中 flag 為 0 也如預期。

其實，輸入信號與時鐘邊沿非常接近的情況下，時鐘對輸入信號的采樣也存在不確定性，但是不會出現尖峰脈沖的現象。對輸入信號多打 2 拍，是更好的處理方式，對競爭與冒險有更好的抑制作用。

4）采用格雷碼計數器

遞加的多 bit 位計數器，計數值有時候會發生多個 bit 位的跳變。

例如計數器變量 counter 從 5 計數到 6 時， 對應二進制數字為 4'b101 到 4'b110 的轉換。因為各 bit 數據位的延時，counter 的變換過程可能是：4'b101 -> 4'b111 -> 4'b110。

如果有以下邏輯描述，則信號 cout 可能出現短暫的尖峰脈沖，這顯然是與設計相悖的。

cout = counter[3:0] == 4'd7 ;

而格雷碼計數器，計數時相鄰的數之間只有一個數據 bit 發生了變化，所以能有效的避免競爭冒險。

好在 Verilog 設計時，計數器大多都是同步設計。即便計數時存在多個 bit 同時翻轉的可能性，但在時鐘驅動的觸發器作用下，只要信號間滿足時序要求，就能消除掉 100% 的競爭與冒險。

◆小結

一般來說，為消除競爭冒險，增加濾波電容和邏輯冗余，都不是 Verilog 設計所考慮的。

計數采用格雷碼計數器，也大多應用在高速時鐘下減少信號翻轉率來降低功耗的場合。

利用觸發器在時鐘同步電路下對異步信號進行打拍延時，是 Verilog 設計中經常用到的方法。

Verilog 書寫規范

在編程時多注意以下幾點，也可以避免大多數的競爭與冒險問題。

• 1）時序電路建模時，用非阻塞賦值。
• 2）組合邏輯建模時，用阻塞賦值。
• 3）在同一個 always 塊中建立時序和組合邏輯模型時，用非阻塞賦值。
• 4）在同一個 always 塊中不要既使用阻塞賦值又使用非阻塞賦值。
• 5）不要在多個 always 塊中為同一個變量賦值。
• 6）避免 latch 產生。

下面，對以上注意事項逐條分析。

1）時序電路建模時，用非阻塞賦值

前面講述非阻塞賦值時就陳述過，時序電路中非阻塞賦值可以消除競爭冒險。

例如下面代碼描述，由于無法確定 a 與 b 阻塞賦值的操作順序，就有可能帶來競爭冒險。

always @(posedge clk) begin
    a = b ;
    b = a ;
end

而使用非阻塞賦值時，賦值操作是同時進行的，所以就不會帶來競爭冒險，如以下代碼描述。

always @(posedge clk) begin
    a <= b ;
    b <= a ;
end

2）組合邏輯建模時，用阻塞賦值

例如，我們想實現 C = A&B, F=C&D 的組合邏輯功能，用非阻塞賦值語句如下。

兩條賦值語句同時賦值，F <= C & D 中使用的是信號 C 的舊值，所以導致此時的邏輯是錯誤的，F 的邏輯值不等于 A&B&D。

而且，此時要求信號 C 具有存儲功能，但不是時鐘驅動，所以 C 可能會被綜合成鎖存器（latch），導致競爭冒險。

always @(*) begin
    C <= A & B ;
    F <= C & D ;
end

對代碼進行如下修改，F = C & D 的操作一定是在 C = A & B 之后，此時 F 的邏輯值等于 A&B&D，符合設計。

always @(*) begin
    C = A & B ;
    F = C & D ;
end

3）在同一個 always 塊中建立時序和組合邏輯模型時，用非阻塞賦值

雖然時序電路中可能涉及組合邏輯，但是如果賦值操作使用非阻塞賦值，仍然會導致如規范 1 中所涉及的類似問題。

例如在時鐘驅動下完成一個與門的邏輯功能，代碼參考如下。

always @(posedge clk or negedge rst_n)
    if (!rst_n) begin
        q <= 1'b0;
    end
    else begin
        q <= a & b;  //即便有組合邏輯，也不要寫成：q = a & b
     end
end

4）在同一個 always 塊中不要既使用阻塞賦值又使用非阻塞賦值

◆always 涉及的組合邏輯中，既有阻塞賦值又有非阻塞賦值時，會導致意外的結果，例如下面代碼描述。

此時信號 C 阻塞賦值完畢以后，信號 F 才會被非阻塞賦值，仿真結果可能正確。

但如果 F 信號有其他的負載，F 的最新值并不能馬上傳遞出去，數據有效時間還是在下一個觸發時刻。此時要求 F 具有存儲功能，可能會被綜合成 latch，導致競爭冒險。

always @(*) begin
    C = A & B ;
    F <= C & D ;
end

如下代碼描述，仿真角度看，信號 C 被非阻塞賦值，下一個觸發時刻才會有效。而 F = C & D 雖然是阻塞賦值，但是信號 C 不是阻塞賦值，所以 F 邏輯中使用的還是 C 的舊值。

always @(*) begin
    C <= A & B ;
    F = C & D ;
end

◆下面分析假如在時序電路里既有阻塞賦值，又有非阻塞賦值會怎樣，代碼如下。

假如復位端與時鐘同步，那么由于復位導致的信號 q 為 0，是在下一個時鐘周期才有效。

而如果是信號 a 或 b 導致的 q 為 0，則在當期時鐘周期內有效。

如果 q 還有其他負載，就會導致 q 的時序特別混亂，顯然不符合設計需求。

always @(posedge clk or negedge rst_n)
    if (!rst_n) begin  //假設復位與時鐘同步
        q <= 1'b0;
    end
    else begin
        q = a & b;  
    end
end

需要說明的是，很多編譯器都支持這么寫，上述的分析也都是建立在仿真角度上。實際中如果阻塞賦值和非阻塞賦值混合編寫，綜合后的電路時序將是錯亂的，不利于分析調試。

5）不要在多個 always 塊中為同一個變量賦值

與 C 語言有所不同，Verilog 中不允許在多個 always 塊中為同一個變量賦值。此時信號擁有多驅動端（Multiple Driver），是禁止的。當然，也不允許 assign 語句為同一個變量進行多次連線賦值。

從信號角度來講，多驅動時，同一個信號變量在很短的時間內進行多次不同的賦值結果，就有可能產生競爭冒險。

從語法來講，很多編譯器檢測到多驅動時，也會報 Error。

6）避免 latch 產生