這篇文章解釋了如何制作高電流升壓轉換器電路，該電路將以令人印象深刻的 12 安培電流速率將 30 V DC 升壓到任何更高的水平，最高可達 3V。通過適當升級電感線規規格，可以進一步增強這種高電流輸出。

該轉換器的另一個重要特性是，輸出可以通過電位計線性變化，從最小可能范圍到最大范圍。

引爆

用于升壓汽車電池電壓的DC-DC轉換器通常圍繞開關模式類型的電源（SMPSU）或功率多諧振蕩器進行配置，以驅動變壓器。

本文介紹的 12V 至 30V 電源轉換器采用德州儀器 TL 497A

集成電路。這種特殊的IC有助于以最小的輸出噪聲實現出色的電壓調節，同樣確保高轉換性能。

電路的工作原理

此處詳述的高電流轉換器電路采用反激式拓撲。反激理論似乎是從較低的直接輸入電壓獲得即時輸出電壓的最合適和最實用的技術。

該升壓轉換器電路中的主要開關元件實際上是功率SIPMOS晶體管T1（見圖1）。在其導通期間，通過L1的電流隨時間呈指數增加。

在開關周期的導通時間內，電感器存儲感應磁能。

一旦晶體管關斷，電感器就會恢復存儲的磁能，通過D1將其轉換為連接負載上的電流。

在此過程中，確保晶體管在電感上的磁場衰減至零時繼續關斷至關重要。

如果無法實現此條件，則通過電感器的電流將飆升至飽和水平。雪崩效應隨后導致電流很快最大化。

不應允許相對晶體管控制觸發導通時間或占空比達到單位電平。最大允許占空比取決于輸出電壓等各個方面。

這是因為它決定了磁場強度的衰減率。轉換器可實現的最高輸出功率由電感處理的最高允許峰值電流和驅動信號的開關頻率決定。

這里的限制因素主要是飽和時刻和電感的最大容許銅損額定值，以及通過開關晶體管的峰值電流（不要忘記，在每個開關脈沖期間，特定電能水平的尖峰都會到達輸出端）。

使用 IC TL497A 進行 PWM

該IC的工作原理非常非傳統，可以從下面的簡短解釋中理解。與傳統的固定頻率實現可變占空比 SMPSU 控制器 IC 不同，TL497A

被認證為固定導通時間、可調頻率器件。

因此，通過頻率調整來控制占空比，以確保一致的輸出電壓。

這種方法將一個非常簡單的電路變為現實，但提供了開關頻率達到較低范圍的缺點，對于以較低電流工作的負載，人耳可以聽到該范圍。

實際上，一旦負載從轉換器中移除，開關頻率就會低于1 Hz。由于電荷脈沖連接到輸出電容器以保持固定輸出電壓，因此可以聽到緩慢的咔嗒聲。

當沒有連接負載時，輸出電容顯然會通過電壓檢測電阻逐漸放電。

IC TL497A的內部振蕩器導通時間是恒定的，由C1決定。可以通過三種方法停用振蕩器：

1st，當引腳1上的電壓超過基準電壓（1.2 V）時;

2、當電感電流超過特定最大值時;

第3，通過抑制輸入（盡管未在該電路中使用）。

在標準工作過程中，內部振蕩器允許以電感電流線性增加的方式切換T1。

當T1關閉時，電感器內部積累的磁能被踢回電容器，電容器通過反電動勢能量充電。

輸出電壓以及 IC TL1A 的引腳 497 電壓略有上升，導致振蕩器停用。這種情況一直持續到輸出電壓下降到某個明顯較低的水平

就理論假設而言，該技術以循環方式執行。

然而，在使用實際元件的布置中，在單個振蕩器間隔內電容器充電時引起的電壓增加實際上非常小，以至于振蕩器保持激活狀態，直到電感電流達到最高值，由元件R2和R3確定（此時R1和R3周圍的電壓下降通常為0.7

V）。

如圖所示的電流逐步增加。2b是因為振蕩器信號占空比恰好高于0.5。

一旦達到最佳電流，振蕩器就會停用，允許電感器在電容器之間傳輸能量。

在這種特殊情況下，輸出電壓飆升到剛好很高的幅度，以確保振蕩器通過IC引腳1關閉。輸出電壓現在迅速下降，因此新的充電周期能夠開始并重復該過程。

然而，遺憾的是，上面討論的轉換程序將與相對較大的損失相結合。

在實際實現中，可以通過將導通時間（通過C1）設置得足夠高來確保通過電感的電流永遠不會在單個振蕩器間隔內擴展到最高電平（見圖3）來解決這個問題。

在這種情況下，補救措施可能是采用具有合理最小自感的空氣芯電感器。

波形特征

圖中的時序圖圖3演示了升壓轉換器電路關鍵因數的信號波形。TL497A 內部的主振蕩器以較低的頻率工作（當轉換器輸出端沒有負載時低于 I

Hz）。

接通時的瞬時時間，如圖中的矩形脈沖表示。3a，取決于電容C1的值。關斷時間由負載電流確定。在導通時間開關期間，晶體管T1打開導通，導致電感電流增加（圖3b）。

在電流脈沖之后的關斷期間，電感器像電流源一樣工作。

TL497A 分析引腳 1 處的衰減輸出電壓，其內部基準電壓為 1.2 V。如果評估電壓低于基準電壓，則T1偏置更硬，以便電感充分存儲能量。

這種重復的充電和放電循環會在輸出電容上觸發一定水平的紋波電壓（圖3c）。反饋選項允許調整振蕩器頻率，以確保對負載電流引起的電壓缺陷進行最佳補償。

圖中的定時脈沖圖3d顯示漏極電壓的大幅移動，因為電感的Q（質量）因數相對較高。

盡管雜散紋波振蕩通常不會影響該DC-DC電源轉換器的正常工作，但可以使用電感兩端的并聯1 k電阻來抑制這些振蕩。

實際考慮

通常，SMPS電路的開發是為了獲得最大輸出電流而不是靜態輸出電流。

高效率、穩定的輸出電壓以及最小的紋波也成為關鍵設計目標。總體而言，基于反激式的SMPS的負載調整率特性幾乎沒有任何理由引起關注。

在每個開關周期中，開/關比或占空比相對于負載電流進行調整，以便在負載電流波動較大的情況下輸出電壓繼續保持相對穩定。

就總體效率而言，情況似乎略有不同。基于反激式拓撲的升壓轉換器通常會產生相當大的電流尖峰，這可能會引發嚴重的能量損失（不要忘記功率會隨著電流的增加呈指數級增長）。

然而，在實際操作中，推薦的高功率升壓太陽能轉換器電路提供優于70%的整體效率，并具有最佳輸出電流，并且就布局的簡單性而言，這看起來非常令人印象深刻。

因此，這要求它通電到飽和狀態，從而合理延長關斷時間。當然，晶體管切斷電感電流所需的時間越長，設計的全面效率就越低。

TL497A 分析引腳 1 處的衰減輸出電壓，其內部基準電壓為 1.2 V。如果評估電壓低于基準電壓，則T1偏置更硬，以便電感充分存儲能量。

這種重復的充電和放電循環會在輸出電容上觸發一定水平的紋波電壓（圖3c）。反饋選項允許調整振蕩器頻率，以確保對負載電流引起的電壓缺陷進行最佳補償。

圖中的定時脈沖圖3d顯示漏極電壓的大幅移動，因為電感的Q（質量）因數相對較高。

盡管雜散紋波振蕩通常不會影響該DC-DC電源轉換器的正常工作，但可以使用電感兩端的并聯1 k電阻來抑制這些振蕩。

實際考慮

通常，SMPS電路的開發是為了獲得最大輸出電流而不是靜態輸出電流。

高效率、穩定的輸出電壓以及最小的紋波也成為關鍵設計目標。總體而言，基于反激式的SMPS的負載調整率特性幾乎沒有任何理由引起關注。

在每個開關周期中，開/關比或占空比相對于負載電流進行調整，以便在負載電流波動較大的情況下輸出電壓繼續保持相對穩定。

就總體效率而言，情況似乎略有不同。基于反激式拓撲的升壓轉換器通常會產生相當大的電流尖峰，這可能會引發嚴重的能量損失（不要忘記功率會隨著電流的增加呈指數級增長）。

然而，在實際操作中，推薦的高功率升壓太陽能轉換器電路提供優于70%的整體效率，并具有最佳輸出電流，并且就布局的簡單性而言，這看起來非常令人印象深刻。

因此，這要求它通電到飽和狀態，從而合理延長關斷時間。當然，晶體管切斷電感電流所需的時間越長，設計的全面效率就越低。

TL497A 分析引腳 1 處的衰減輸出電壓，其內部基準電壓為 1.2 V。如果評估電壓低于基準電壓，則T1偏置更硬，以便電感充分存儲能量。

這種重復的充電和放電循環會在輸出電容上觸發一定水平的紋波電壓（圖3c）。反饋選項允許調整振蕩器頻率，以確保對負載電流引起的電壓缺陷進行最佳補償。

圖中的定時脈沖圖3d顯示漏極電壓的大幅移動，因為電感的Q（質量）因數相對較高。

盡管雜散紋波振蕩通常不會影響該DC-DC電源轉換器的正常工作，但可以使用電感兩端的并聯1 k電阻來抑制這些振蕩。

實際考慮

通常，SMPS電路的開發是為了獲得最大輸出電流而不是靜態輸出電流。

高效率、穩定的輸出電壓以及最小的紋波也成為關鍵設計目標。總體而言，基于反激式的SMPS的負載調整率特性幾乎沒有任何理由引起關注。

在每個開關周期中，開/關比或占空比相對于負載電流進行調整，以便在負載電流波動較大的情況下輸出電壓繼續保持相對穩定。

就總體效率而言，情況似乎略有不同。基于反激式拓撲的升壓轉換器通常會產生相當大的電流尖峰，這可能會引發嚴重的能量損失（不要忘記功率會隨著電流的增加呈指數級增長）。

然而，在實際操作中，推薦的高功率升壓太陽能轉換器電路提供優于70%的整體效率，并具有最佳輸出電流，并且就布局的簡單性而言，這看起來非常令人印象深刻。

因此，這要求它通電到飽和狀態，從而合理延長關斷時間。當然，晶體管切斷電感電流所需的時間越長，設計的全面效率就越低。

零件清單

使用 IC SG3525 升壓轉換器

廣受歡迎的 IC SG3525 PWM IC 可用作高功率 DC 12 V 至 30 V 升壓轉換器電路應用，如上所示。

用于確定L1線圈細節的所有相關循環，RF反饋電阻值和輸出電容值都在圖表本身中提供。