引言

多路輸出的開關電源因其體積小、性價比高廣泛應用于小功率的各種復雜電子系統中。然而伴隨著現代電子系統發展，其對多路輸出電源的要求越來越高，如體積、效率、輸出電壓精度、負載能力（輸出電流）、交叉調整率、紋波和噪聲等。其中，交叉調整率是指當多路輸出電源的一路負載電流變化時整個電源各路輸出電壓的變化率，是考核多路輸出電源的重要性能指標。受變壓器各個繞組間的漏感、繞組的電阻、電流回路寄生參數等影響，多路輸出電源的交叉調整率一直以來是多路輸出開關電源的設計重點。

目前改進交叉調整率的方法可分為無源和有源兩類。有源的方法需要增加額外的線性穩壓或開關穩壓電路，雖然可以得到較高的交叉調整率,但卻是以犧牲電源的效率、成本為代價的，且從可靠性和復雜性也不如無源的方法好。提起無源交叉調整率優化方法，有經驗的工程師首先會想到輸出電壓加權反饋控制，其次如果選用反激電路還會通過優化變壓器各繞組耦合以及優化嵌位電路來進一步優化交叉調整率，如果選用的是正激電路則會將各路輸出濾波電感耦合在一起來進一步優化交叉調整率?？墒钱斠陨蟽灮胧┚巡捎昧?，還是無法滿足設計要求時，通常只好無奈地添加假負載用效率來換取交叉調整率，或改選為成本較高的有源的優化設計方案。

下面介紹一種TDK-Lambda公司新型的改善多路輸出交叉調整率的解決方案，此方案可以使得用無源方法進一步提高交叉調整率。

1 工作原理

如圖1所示，對于匝數相等的兩個輸出繞組（Ns1=Ns2），我們在兩個跳變的同名端跨接一個電容C1，這樣可以很好地改善交叉調整率。

圖1

對于圖1所示的反激變換器，考慮其各繞組的漏感，可等效為圖2所示電路，Lleak1、Lleak2和Lleak3分別繞組Ns1、Ns2和Np的漏感。

圖2

由于Ns1=Ns2，在電源整個工作過程中，始終有Vs1=Vs2，所以電路可以等效為圖3所示，其中Is1和Is2分別為流過繞組Ns1和Ns2的電流。

圖3

電源穩定工作時，電感Lleak1和Lleak2兩端的平均電壓為0V，所以電容C1兩端的平均直流電壓也為0V。隨著電容C1容值的增大，電容上的紋波電壓會越來越小，所以Vo1會越來越接近Vo2，即電源的交叉調整率隨著C1容值的增大會越來越好。

2 工作過程解析

為了便于分析，我們做出如下假設：

1、 忽略電路中二極管的壓降，認為壓降為0V。

2、 電容C1的容值很大，使得C1和漏感Lleak1和Lleak2的諧振周期大于SW1的開關周期。

3、 Vo2輸出電壓為反饋檢測電壓，保持不變，Vo2負載較重，Vo1為輕負載，Vo1>Vo2。

基于上面假設，電源工作期間副邊各元件的電流將如圖4所示，Is1和Is2分別為流過繞組Ns1和Ns2的電流，Ip為變壓器原邊電流，ID1和ID2分別為流經D1和D2的電流，Vc1是電容C1上的電壓。

圖4

注：本圖僅示意電壓電流的變化方向

為了便于確定電路的初始狀態，我們以t5時刻作為電源工作周期的開始，在t5時刻二極管D1的電流變為0，電容C1上的電壓Vc1此時處于最高值，且有：

在二極管D1截止后，副邊電路可進一步等效為圖5所示電路。因為Vs

圖5

到t6時刻原邊開SW1關閉合后，Vs電壓被感應為負值（如圖6所示）。在SW1閉合期間電源分兩個階段工作：變壓器電流由副邊繞組向原邊繞組換流（t6~t7）階段和變壓器儲能(t7~t9)階段。

圖6

在t6~t7期間，ID2>0，二極管D2繼續導通，

由關系式

可知，電流Is1和Is2都快速下降，直到t7時刻ID1=時，二極管反向截止，副邊繞組向原邊繞組換流階段結束。

在t7~t9階段，二極管D2反向截止，電流Is1與Is2大小相等，反向相反。

電容C1與漏感Lleak1+Lleak2諧振放電，由于變壓器副邊到原邊換流后Is2仍較大，所以Vc1很快在t8時刻有正電壓變為負電壓，并反向充電，同時電流Is2=-Is1開始減小，直到t9（也就是t0）時刻SW1關斷。

在t0時刻SW1關斷，變壓器進入由原邊向副邊的換流階段，Vs>Vo2>Vo2+Vc1(此時Vc1<0)，二極管D2開始，導通，電流Is1和Is2迅速增大，t1時刻Is1由負變為正，并經C1和D2流向Vo2（如圖7所示）。t2時刻換流結束，此時有

當變壓器原邊電流向副邊換流結束后，Vs

到t3時刻電容電壓充電到Vs=Vc1+Vo2，并且隨著Vc1的增加有Vs

圖7

t4時刻，二極管D1開始導通，副邊電路又等效為圖3，電流Is1經D1流向Vo1，C1電壓被嵌位在Vc1=Vo1-Vo2，而Is1繼續減小，直到t5時刻，Is1=0，二極管D1反向截止，電源完成一個開關周期的工作。

圖8為SW1關斷期間副邊各支路平均電流流向圖。繞組Ns1和Ns2在輸出的平均電流分別為：

由圖4中Vc1的波形可知，在開關SW1關斷期間，電容C1的電壓Vc1負變值為了正值，所以 Ic1>0，所以可以得出：繞組間跨接電容C1后，在開關SW1關斷期間，輸出輕負載的繞組Ns1的實際負載加重了，而輸出重負載的繞組Ns2的實際負載減輕了，所以會使得交叉調整率得以改善。

圖8

3 實驗結果

目前此方案已經成功地應用到了TDK-lambda 的CUT75系列產品上。

以CUT75-522為例，電源使用環境如下：

輸入電壓：85 ~ 265VAC或 120 ~ 370VDC。

負載范圍： 5V: 0 ~ 8A;

+12V: 0 ~ 3A;

-12V: 0 ~ 1A。

工作溫度：-20 ~ 70℃。

通過采在繞組間跨接電容，用無源的方法成功地將+12V和-12V的交叉調整率做到了±5%以內。下面表1為電源在各種輸出負載情況下，實測的各路輸出電壓的最高值和最低值，以及基于實測值計算的交叉調整率。

表1

同時因為在繞組間跨接電容，可以使得CUT75系列電源在滿足交叉調整率的情況下，能夠把電源內部的假負載降到了幾乎為零，所以有效的提高了電源的效率，從而使得電源的體積可以做的更小。CUT75系列電源在輸入電壓200VAC時滿載效率實測值已經做到了85%，比市場上同類產品提高了約5%，其體積自然也比市場上同類產品要小。

市場上能夠滿足±5%交叉調整率的同類產品，多采用有源的方法來優化交叉調整率，而CUT75系列電源采用的是無源的方法，相比之下CUT75系列電源在可靠性方面更具優勢。

4 結束語

此方案通過在繞組匝數相等的線圈的同名端并聯電容顯著提高了多路輸出開關電源的負載交叉調整率。

審核編輯：郭婷