本文介紹如何使用MAX6850、MAX6851、MAX6852或MAX6853真空熒光顯示控制器的PUMP時鐘輸出來構建低成本升壓轉換器。DC-DC轉換器從MAX3-3顯示控制器使用的6850.3V電源為VFD管產生高壓電網電源陽極電源。

本應用筆記討論如何使用MAX6850、MAX6851、MAX6852和MAX6853真空熒光顯示（VFD）控制器的PUMP時鐘輸出來構建成本最小的升壓轉換器，以方便的較低電壓產生高壓電網/陽極驅動器電源。

PUMP輸出是MAX6850–MAX6853 VFD控制器的五個通用邏輯輸出之一。所有這些邏輯輸出都具有額外的特殊功能;在PUMP的情況下，輸出可以配置為標稱值為80kHz時鐘輸出。PUMP時鐘頻率實際上是OSC/50，其中OSC是使用MAX6850–MAX6853 OSC1和OSC2引腳設置的多路復用時鐘頻率。OSC 可以使用內部 RC 振蕩器設置，也可以使用外部時鐘。無論哪種方式，允許的范圍都是2MHz至8MHz。標稱 OSC 頻率為 4MHz，將泵浦頻率設置為 80kHz。

這里討論的轉換器拓撲是具有固定導通時間和“砰”調節的不連續升壓。該電路的工作原理是，當泵為高電平時，在每個泵時鐘的前半周期內通過電感L1增加電流，并在泵的后半周期（當泵為低電平時）將存儲的能量傾倒到輸出電容C2中（圖1和圖2）。

圖1.使用泵輸出作為升壓開關驅動器。

圖1.文本ssss。

在沒有任何反饋的情況下，圖2所示基本升壓電路的輸出電壓將隨輸入電壓和負載而變化。當輸出空載時，輸出電壓將隨著每個電源周期而不斷上升，因為電感存儲的能量總是被傾倒到輸出電容器中。一種簡單的調節技術可以檢測到輸出是否高于所需電壓。然后防止進一步的電源循環，直到由輸出電容保持的轉換器輸出電壓下降。這通常稱為砰砰聲調節，涉及對轉換時鐘（在本例中為PUMP）進行選通，以便僅在輸出超出穩壓時允許轉換周期。

圖3顯示了帶反饋的低成本升壓轉換器的實現方案。要了解電路操作，首先要考慮PUMP上升時循環的開始。假設目前電路處于失調狀態，Q2處于關斷狀態。當PUMP上升時，Q1作為開關導通，電流開始通過L1上升。半個泵時鐘周期后，泵下降，Q1關閉。同時，L1電流上升到值I惠普，該電流現在通過二極管D1流入輸出電容C2和存在的任何負載。如果輸出電壓足夠高，可以打開齊納二極管D2，則電流將流過D2和R2。當輸出電壓上升到該閾值以上時，最終Q2將導通，箝位Q1的基極發射極，防止Q1在PUMP下一個高電平時導通。否則，R3確保Q2保持關閉狀態，Q1再次開啟，轉換重復。C4為檢測提供小延遲，以減少Q2打開和關閉以保持調節時的顫振。

圖3.一個晶體管反饋控制。

圖3所示的簡單電路可以通過在輸出電壓檢測中增加遲滯來改進。遲滯確保Q2始終難以打開或關閉。如果沒有遲滯，Q2可以在調節門限處部分導通，從而從Q1釋放部分基極電流。當這種情況發生時，Q1可能不會那么嚴重飽和，從而降低效率。遲滯可以通過增加一個雙晶體管施密特觸發器來實現，如圖4所示。施密特觸發器使檢測閾值增加了約0.25V遲滯。Q4集電極的施密特觸發器輸出在3.3V和0.9V之間切換，因此需要D3和R7來確保Q2關斷。

圖4.施密特跳跳虎反饋控制。

為電源路徑選擇組件值的一種簡單方法是使用電源。轉換器必須能夠傳輸足夠的功率，以將輸出電壓保持在輸出負載電流（從最小輸入電源電壓）。讓我們定義一些參數：

VIN（最小值） = 最小輸入電源電壓
VSW = Q1開關晶體管兩端的壓降
VIN（最大值） = 最大輸入電源電壓
PIN = 額定輸出負載下的輸入電源功率
IIN（平均） = 輸入平均電流
VOUT = 輸出電源電壓
IOUT = 輸出最大負載電流
POUT = 輸出最大負載功率
VRIPPLE = 由于電感器將其功率傾倒到輸出電容器中的輸出電源電壓紋波
VDROOP = 輸出電源電壓因負載而下降，從輸出電容器吸收電流
Eff = 預期功率轉換效率（僅電源路徑—不包括Q1基極電流）
L = L1 的電感
Ipk = 峰值電感電流
f泵 = 泵頻率
tON = 轉換器電源開關導通時間

現在我們推導出這個架構的一些方程（最終方程以粗體顯示）：

噘嘴 = VOUT × IOUT

由于泵占空比為 50：50

tON = 1/（2 × fPUMP）

輸出功率來自存儲在電感器中的能量

嘴 = 0.5 × L × （Ipk）2 × fPUMP

由于電感電流在 fPUMP 周期的一半內從 0 斜坡上升到 Ipk

IIN（平均） = ipk/4

輸入和輸出功率的公式：

噘嘴 = 有效 × PIN

噘嘴 = VOUT × IOUT

PIN = VIN × IIN（平均）

這給了我們 Ipk 的等式：

Ipk = （VOUT × IOUT × 4）/（Eff × VIN（min））

根據 Ipk，我們可以計算出 L 的最大值：

L（最大值） = （VIN（最小值） - VSW） × tON/Ipk

包括等式 04 給我們

L（最大值） = （VIN（最小值） - VSW）/（2 × fPUMP × Ipk）

L的選擇值為我們提供了最大輸入電源電壓下Ipk的最大值。L1、Q1 和 D1 的額定值必須針對以下峰值電流：

Ipk（max） = （VIN（max） - VSW）/（2 × fPUMP × L）

我們還需要考慮電容C2兩端的輸出紋波電壓。紋波電壓的估計值是通過假設所有電感能量都傾倒到C2中獲得的。

1/2 × C2 × （VOUT + 電壓紋波）2 = （1/2 × C2 × VOUT2） + 1/2 × L1 × Ipk2

這簡化為：

電壓紋波 = （VOUT2 + （Ipk2 × L1/C2））1/2 - VOUT

電容C2兩端的電壓也會因負載而下降。通過假設輸出電壓在fPUMP的整個周期內從VOUT衰減，然后再次恢復到VOUT，可以估算壓降電壓。從 Q = C × V = I × t，我們得到：

VDROOP = IOUT/C2/fPUMP

對于一個工作示例，考慮由3.3V ±0.3V輸入電源產生的28V/15mA的要求。從公式08：

Ipk = （28 × 0.015 × 4）/（0.8 × 3），估計功率轉換效率為 80%

所以：

Ipk = 0.7A

從公式 10：

L（最大值） = （3 - 0.3）/（2 × 80000 × 0.7），使用估計的 300mV Q1 晶體管飽和電壓

所以：

長（最大值） = 24.1μH

我們選擇 L = 22μH

從公式 11：

Ipk（max） = （3.6 - 0.3）/（2 × 80000 × 22 × 10-6）

所以：

Ipk = 0.94A

L1、Q1 和 D1 的額定峰值電流必須為 0.94A。

我們選擇 Zetex FZT851 NPN 晶體管作為 Q1。該晶體管在IC = 1A時的最大過溫VCE（sat）數字為300mV，證實了我們對VSW的估計。1A 集電極電流時的 hFE 最小值為 100。假設MAX6850–MAX6853 VFD控制器工作在3.3V ±10%，我們需要0.94/70 = 13.4mA的基極電流，其中70是hFE的設計值，以確保飽和。在此13.4mA負載下，PUMP輸出上升至200mV（根據MAX6850–MAX6853數據資料中VOL與ISINK的典型工作特性）。現在，我們可以計算R1 = （3.0 - 0.9 - 0.2）/0.0134 = 130Ω的值，其中0.9是FZT851在這些工作條件下的VBE（sat）。

可以使用邏輯電平NMOS FET代替NPN晶體管。但是，很難獲得VDS額定值為30V或更高的3V邏輯電平功率FET。

現在我們考慮輸出電容C2：

從公式 13：

VRIPPLE = （282 + （0.942 × 22/4.7））1/2 - 28，C2的試驗值為4.7μF。
紋波 = 36mV

從公式 14：

VDROOP = 0.015/（4.7 × 10-6）/80000，再次使用 C2 的試驗值 4.7μF。
電壓 = 40mV

紋波和噪聲的組合小于100mV。這小于250mV施密特遲滯，因此可以接受。

圖5.圖4所示電路的調節和效率曲線。