本篇應用筆記描述了與單端FM IF 183.6MHz濾波器連接的接口設計。使用一個無源LC網絡，"非平衡變壓器"，提供所需的平衡至非平衡轉換接口。本設計使用4個電感和3個電容。通過匹配網絡和FM濾波器的插入損耗為4.9dB。

MAX2538蜂窩前端IC具有一個AMPS蜂窩信號通道專用混頻器。蜂窩頻段LNA (低噪聲放大器) (869MHz至894MHz)對于AMPS和蜂窩CDMA (碼分多址)是通用的。為了達到最優的噪聲和LO (本地振蕩)抑制，混頻器設計為雙平衡的。此混頻器的IC外部引腳提供了差分IF輸出，但使用單端RF輸入。

Maxim的V3.5蜂窩電話參考設計使用具有單端輸入和輸出的FM IF濾波器，所以必需將混頻器的差分輸出轉換為單端工作方式。設計一個分立的L-C非平衡轉換器的難度主要在于從混頻器輸出(約3.3Ω)到IF濾波器輸入(180Ω)的高阻抗轉換("Z")比。這表示Z之比為18:1，用單一部分轉換器實現它非常難。我們發現4:1的轉換比是具有低插入損耗的實際應用的極限。為了讓所用元件的數量最小，使用一階LC設計并對插入損耗指標作1.5dB的讓步。

下面是設計LC非平衡轉換器及匹配FM濾波器的一個實例。

混頻器內部源阻抗可以看作12Ω || (并聯) 0.75pF。使用3.3Ω的外部負載電阻以達到對混頻器IIP3 (三階輸入截取點)、增益和NF (噪聲系數)性能的整體最佳折衷。為了最好發揮MAX2538的能力，上述三個參數的目標分別定為約+7dBm、13dB和8.5dB。電阻負載還要保持寬帶特性以吸收嚴重降低互調性能的帶外反射。

步驟1：

根據對MAX2538 FM混頻器的仿真得出輸出阻抗模型。為簡化并適當地模擬FM混頻器的L-C非平衡轉換器和FM濾波器匹配網絡，將IF負載電阻和混頻器的輸出模型合并起來比較方便，最后將差分并聯電路轉換成差分串聯等效電路。

圖1. 建立混頻器輸出阻抗模型以簡化設計。

步驟2：

必需知道在我們感興趣的頻率上FM濾波器的輸入和輸出模型。濾波器使用Toyocom的TF3-J3DC5 (183.6MHz)。

圖2. FM濾波器輸入和輸出阻抗

步驟3：

現在使用RF仿真軟件和濾波器的2口S參數模擬Toyocom FM濾波器，同時使用理想元件值建立參考點(見圖3)。圖4所示為理想的頻率響應。這一參考點給出了理想的性能。一旦使用真正的電感模型，實際電感較低的品質因數(Q)將使性能有所下降。在實際應用中應該使用具有高Q值的繞線電感以減小插入損耗。本應用中的電容器應該使用陶瓷單片電容，因為它們的Q值在183.6MHz時大于200并且引入的插入損耗最小。

圖3. 具有理想元件的單端匹配網絡作為設計的起點

圖4. 理想的FM濾波器性能。

步驟4：

一旦我們知道了濾波器的輸入輸出阻抗和頻率響應，就可以設計L-C非平衡(balun)轉換器。轉換器將在183.6MHz達到諧振。使用下面的公式可以計算出電路的諧振頻率。

如果我們選擇L = 238.5nH，C = 3.15pF (使用2.4pF + 混頻器模型中的0.75pF = 3.15pF)，Fo = 183.6MHz。

因此，濾波器的輸入阻抗為55.49 - j64.33Ω。下面的電路首先將混頻器的輸出阻抗匹配到55.49Ω 。由于L-C非平衡轉換器并非理想且電感的Q值為35，所以使用最初的238.5nH電感時電路會有插入損耗而且不會在183.6MHz諧振。因此必需使用220nH的電感重新調諧設計使其在183.6MHz諧振，見圖5。圖5中的電路具有-1.44dB的插入損耗，見圖6。

圖5. 使用220nH電感將設計調諧到諧振頻率183.6MHz

圖6.

步驟5：

最后，將L-C非平衡轉換器匹配到Toyocom FM濾波器。

圖7. 具有3個電容的最終設計

圖8. 完整設計的頻率響應

結論

使用最少數量的分立元件設計了L-C非平衡轉換器—D兩個電感和一個電容，插入損耗保持最小。通過L-C非平衡轉換器的損耗是-1.44dB并且在183.6MHz時通過FM濾波器的插入損耗為-3.16dB。圖7所示為實際應用電路圖8為其性能。

審核編輯：郭婷