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在眾多諧振轉換器中，LLC 諧振轉換器有著高功率密度應用中最常用的拓撲結構。之前我們介紹過采用 NCP4390 的半橋 LLC 諧振轉換器的設計注意事項，其中包括有關 LLC 諧振轉換器工作原理的說明、變壓器和諧振網絡的設計，以及元件的選擇。今天我們將介紹設計程序的前9個步驟并配有設計示例來加以說明，幫助您完成 LLC 諧振轉換器的設計。 原版文檔獲取

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設計程序

本文介紹了使用圖 12 中的電路圖作為參考的設計程序，其中諧振電感是用漏感實現的。設計規格如下所示：

標稱輸入電壓：396 VDC（PFC 級輸出）
輸出：24 V/12 A (288 W)
保持時間的要求：20 ms
PFC 輸出的直流鏈路電容：330 μF

[步驟-1] 定義系統規格

作為第一步，請定義以下規格信息。

估計效率 (E_ff)：估算功率轉換效率，以計算給定最大輸出功率下的最大輸入功率。根據估計效率，最大輸入功率為：

（公式11）

輸入?電壓范圍：最大輸入電壓將是標稱 PFC 輸出電壓。

（公式12）

盡管 PFC 預調節器會調節輸入電壓，但它在保持時間內也會下降。所需保持時間內的最小輸入電壓為：

（公式13）

其中 V_O.PFC 是標稱 PFC 輸出電壓，T_HLD是保持時間，而 C_BLK 則是直流鏈路大容量電容。

設計示例

假設效率為 96%，

對于 20 ms 的保持時間，可以得到最小輸入電壓為

為了獲得更大的裕量，最小輸入電壓設置為 300V。

[步驟?2] 確定諧振網絡的電壓增益范圍

一旦確定了 LLC 諧振轉換器的最小和最大輸入電壓，我們就可以確定 LLC 轉換器的最小增益和最大增益。

標稱輸入電壓需要最小增益。為了最大程度減小開關頻率變化，通常是讓 LLC 諧振轉換器在諧振頻率附近工作。諧振頻率下的電壓增益為：

（公式14）

在保持時間期間，PFC 輸出電壓（LLC 諧振轉換器的輸入電壓）下降，因此需要更高的增益來調節輸出電壓。最大電壓增益為：

（公式15）

我們可以用一個較小的 m值來獲得更高的峰值增益；然而，如果 m值太小，就會導致變壓器耦合不佳和效率降低。通常是將 m 值太小設置在 3~7 左右。

設計示例

L_p 和 L_r 之間的比率 (m) 選擇 5.69。最小增益由下式獲得：

最大輸入電壓下的最小增益選擇 1.13。然后，可以得到最小輸入電壓的最大增益為

圖 13：最大增益/最小增益

[步驟?3] 確定變壓器匝數比 (n=N_p/N_s)

利用步驟?2 中獲得的最小增益 (M^min)，我們可以計算變壓器匝數比如下：

（公式16）

其中 V_F 是次級側整流二極管壓降。

設計示例

由于 SR 用于輸出整流器，對于具有低 R_DS.ON 的 SR MOSFET，V_F假設為 0V。由此，可以得到變壓器匝數比為

[步驟?4] 計算等效負載電阻

利用從公式 (16) 獲得的變壓器匝數比，我們可以計算等效負載電阻。

（公式17）

設計示例

[步驟?5] 設計諧振網絡

在步驟?2 中選擇 m 值后，從圖 10 中的峰值增益曲線中讀取適當的 Q 值，以獲得所需的最大增益。由于峰值增益曲線是使用基波近似生成的，因此諧振下的實際增益要比使用基波近似的預測值高約 10~15%。

一旦確定了 Q 值，我們可以獲得如下諧振分量：

（公式18）

（公式19）

（公式20）

設計示例

按照步驟?2 中的計算，M^max為 1.49。在步驟?2 中，m 值選擇 5.69。從圖 14 中的峰值增益曲線中，可以得到最大 Q 值為 0.37。

圖 14：使用峰值增益（最大可達增益）的諧振網絡設計

通過將諧振頻率選擇為 95kHz，諧振分量確定如下：

構建變壓器時，實際參數將調整如下，以適應 C_r = 48 nF、L_r = 58 H、L_p = 330 H 且 f_o = 95 kHz 條件下的標準分量值。

采用基波近似的最終諧振網絡設計的增益曲線如下。

圖 15：設計示例的增益曲線

由于在低于諧振工作時，基波近似生成的峰值增益要比實際峰值增益低 10~15%，因此我們進行了 SIMPLIS 仿真以查看實際增益。仿真結果表明，在 75kHz 下，300V 輸入可獲得所需的最大增益。仿真結果還表明，在標稱輸入電壓和滿載條件下的開關頻率為 105kHz。

圖 16：Vin = 300 V、fs = 69.55 kHz、Po = 288 W 條件下的仿真

圖 17：Vin = 396 V、fs = 105 kHz、Po = 288 W 條件下的仿真

[步驟?6] 設計變壓器

圖 18 顯示了 LLC 諧振轉換器中變壓器的勵磁電流。初級側繞組為限制最大磁通密度 Bmax 所需的最小匝數由下式獲得：

（公式21）

其中 Ae 是變壓器磁芯的橫截面積（單位為 m²），而 B_max是最大磁通密度擺幅（單位為特斯拉），如圖 18 所示。如果沒有參考數據，則使用 B_max= 0.2~0.3 T 來降低磁芯損耗。請注意，公式中出現了由次級側漏感引起的虛擬增益 MV,（參見圖 7）。

圖 18：磁通密度擺幅

為次級側選擇適當的匝數，從而使初級側匝數高于 N_p^min。

（公式22）

初級側和次級側繞組的線規應根據標稱輸入電壓下的 RMS 電流確定，由下式給出

（公式23）

（每個繞組）（公式24）

設計示例

變壓器選用 SRV5018 磁芯 (Ae = 189.2 mm²)。Bmax選擇 0.1T，以減少變壓器的磁芯損耗。變壓器的最小初級側匝數為

N_s選擇 3；Np 選擇 28。

標稱輸入電壓下，可以得到變壓器繞組的 RMS 電流為

[步驟?7] 選擇諧振電容

圖 19 顯示了不同工作條件下的初級側電流（諧振電容電流）波形。在選擇諧振電容時，應考慮到額定電流，因為會有大量電流流過電容器。在標稱輸入電壓下通過諧振電容的 RMS 電流已在公式 (23) 中獲得。

標稱輸入電壓和標稱負載條件下的最大諧振電容電壓由下式給出：

（公式25）

諧振電容的額定電壓應根據每個角條件下的最大電壓確定。

標稱輸入電壓和輸出過流條件下的最大諧振電容電壓由下式給出：

（公式26）

最小輸入電壓和標稱負載條件下的最大諧振電容電壓由下式給出：

（公式27）

請注意，對于全橋 LLC 的情況，應刪除公式 (25) ? (27) 中的 VIN / 2 項。

圖 19：LLC 諧振轉換器在不同工作模式下的初級側電流波形

設計示例

在步驟?6 中，諧振電容的 RMS 電流計算如下：

標稱輸入電壓和標稱負載條件下的最大諧振電容電壓由下式獲得：

通過將 OCP 電平設置為 13A，可以得到標稱輸入電壓和輸出過流條件下的最大諧振電容電壓為

通過將最小頻率設置為 65 kHz，可以得到最小輸入電壓和標稱負載條件下的最大諧振電容電壓為

[步驟?8] 整流器網絡設計

當變壓器次級側使用中心抽頭繞組時，二極管電壓應力是輸出電壓的兩倍。

（公式28）

流過每個整流二極管的電流的 RMS 值由下式給出：

（公式29）

同時，流過輸出電容的紋波電流由下式給出：

（公式30）

輸出電容上的電壓紋波為

（公式31）

設計示例

整流二極管的電壓應力和電流應力為：

考慮到雜散電感引起的電壓過沖，選擇 75 V?4.5 mΩ POWERTRENCH MOSFET 作為同步整流器。每個 MOSFET 上的傳導損耗為 0.47W。

輸出電容的 RMS 電流為：

輸出電容并聯使用四個 1200 μF 電容。每個電容的額定電流和 ESR 分別為 2.77 ARMS 和 15 mΩ。

輸出電容紋波計算如下

[步驟?9] 電流檢測電路配置

圖 20：典型電流檢測配置

NCP4390 將檢測瞬時開關電流和開關電流的積分，如圖 20 所示。由于 NCP4390 位于次級側，因此要使用電流互感器檢測初級側電流。當 PROUT1 為低電平時，內部復位開關會將 ICS?引腳電壓箝位在 0 V。反之，當 PROUT1 為高電平時，ICS 引腳未箝位，積分電容 (C_ICS) 由流經 RICS 電阻器的電流進行充電和放電。

NCP4390 的應用電路使用 RC 濾波器進行準積分。為了獲得準確的積分，電流檢測電阻器和電流互感器匝數比的設計應確保 V_SENSE 的振幅在大多數時間都高于 V_ICS。圖 23 顯示了準積分電路的誤差在 PROUT1 (V_CM) 的下降沿如何隨 V_ICS 峰值電壓與 V_SENSE之間的比率而變化。比率越小，積分就越精確。

當 V_ICS 峰值電壓與 V_CM之間的比率小于 0.5 時，可獲得具有可接受誤差（約 10%）的準積分。由于正常工作時 V_ICS 峰值電壓低于 1.2V，因此我們應選擇 R_CS1 和 R_CS2，從而使 V_CM 高于 2.4V。

（公式32）

圖 21：ICS 引腳波形

圖 22：V_ICS.IDEAL^PK 和 V_ICS.ACTUAL^PK 的定義

圖 23：ICS 引腳電壓衰減與 V_ICS.IDEAL^PK/V_CM

為了獲得 V_ICS 的峰值電壓，讓我們看一看 LLC 轉換器的理想輸入功率。對于半橋 LLC 拓撲結構，在將 PROUT1 導通時間定義為 t=0 的情況下，輸入功率可由下式表示：

（公式33）

請注意，對于全橋 LLC 的情況，等號的右側應乘以 2。

假設積分理想，ICS 的峰值電壓可由下式表示：

（公式34）

結合 (33) 和 (34)，ICS 峰值電壓可由下式估算：

（公式35）

考慮到 ICS 引腳內部放電開關的能力，C_ICS 的典型值為 1 nF。為了精確積分，我們建議使用 1% 容差的電容。

當 V_ICS 峰值電壓與 V_CM 之間的比率不夠小時，請將圖 23 中的衰減系數應用于公式 (35)。

電流檢測電壓 (V_ICS) 積分的峰值與開關周期中 LLC 諧振轉換器的平均輸入電流成正比，如圖 24 所示。因此，根據對應于輸入電流限值閾值的額定功率的百分比，SR 啟用/禁用的負載條件被確定為滿載條件的百分比。通常，120% 的額定負載條件用于過流跳閘點，SR 分別在 15% 和 7.5% 的額定負載下啟用和禁用。如果過流跳閘點的額定負載條件為 140%，SR 將在額定負載的 17.5% 和 8.75% 時啟用和禁用。

為了在不增加 SR 啟用/禁用點的情況下獲得更高的過流限制，可以通過 ICS 和 5VB 引腳之間的電阻器 RSLP 在 VICS上施加額外的斜率。這項技術通常用于較長保持時間的情況。對于給定的 RSLP，為 ICS 引腳電壓額外施加的斜率由下式給出：

（公式36）