Peter Delos, Michael Jones, 和 Hal Owens

本文詳細介紹了 16 通道 S 波段直接采樣接收器設計的性能測量與預測。該設計基于最近 發布直接采樣模數轉換器（ADC），時鐘頻率為 4 GSPS和轉換器第二奈奎斯特區的采樣。這 首先使用指向在線參考的指針來描述設計配置 提供進一步的描述。接下來，顯示兩個RF的接收器 嵌入式數字信號處理的組件和配置 （DSP），現已集成到現代數據轉換器中。計算 呈現和比較單通道性能預測 反對測量。了解單通道性能后， 一組測量結合了來自 16 個通道的數據，評估 噪聲密度、雜散信號和互調產物的動態范圍改進。本文最后提出了一組觀察結果 可用于外推的多通道性能趨勢 使用許多分布式接收器實現的大型相控陣模型。

介紹

ADC采樣速率的提高目前支持直接采樣RF系統： S波段及以上。ADC技術的進步使數字波束成形相控陣得以普及。隨著這些進步，工業界 問題仍然存在于直接的單通道性能能力 采樣接收器以及動態范圍改進可能 許多直接采樣接收器分布在大型相控陣中。

盡管兩家半導體公司都付出了巨大的行業努力 開發最新的數據轉換器和大型公司系統集成商 改進相控陣架構，但公布的數據仍然有限 量化高通道數可實現的性能改進 直接采樣接收器系統，可連貫地組合來自多個數據 分布式接收器。

我們的目的是幫助系統工程師提供可量化的測量 可用于通知自己的大型相控陣模型。我們的數據收集是 創建更多時僅要考慮一組基本測量值 復雜的相控陣系統模型。

評估的接收器設計

開發了16通道直接S波段射頻（RF）采樣平臺 評估多通道環境中最新的高速數據轉換器。1該平臺（見圖1）包含四個AD9081混合信號前端（MxFE） 集成電路 （IC）。每個AD9081包含四個RF數模轉換器 （DAC） 和 16 個射頻 ADC，總共提供 16 個射頻發射和 <> 個射頻接收 渠道。四 MxFE 平臺產品頁面提供了詳細說明 的平臺以及使用的軟件。?

圖1.四通道 MxFE 16 通道直接采樣平臺。

接收器設計細節如圖2所示。射頻組件在 接收器前端與ADC和配置一起顯示 AD9081內部的嵌入式DSP。

圖2.接收器框圖。AD9081內部嵌入式DSP的配置以及前端RF元件如圖所示。

隨著現代ADC采樣速率的提高，可實現直接采樣接收器 架構，設計配置中的大部分考慮因素都會發生變化 從射頻域到嵌入式DSP。請注意，射頻鏈非常簡單： 有幾個放大器用于增益，增益控制功能使用數字 受控衰減器和用于抗混疊目的的濾波器。嵌入式數字信號處理器 但是，與配置相比，具有更多的可編程屬性 使用上一代數據轉換器的接收器設計。這種趨勢 未來的數據轉換器將繼續增加嵌入式處理。 因此，接收器設計人員有必要了解 在嵌入式處理中選擇的選項的含義 立場。首先是要了解ADC數據預處理相對于 系統期望。其次，可能更重要的是優化 使用數據轉換器內部的嵌入式DSP來卸載以前在現場可編程門陣列（FPGA）結構中完成的處理，從而減輕 優化系統處理電源效率

基于這一趨勢，有必要描述DSP配置 將任何測量值與計算的預測值進行比較時。數據集 本文介紹將AD9081 ADC配置為4 GSPS采樣。這 ADC之后是可編程有限脈沖響應（pFIR）濾波器，用于 均衡頻帶上的幅度和相位。其次是粗略的 數字下變頻器（DDC），其中有數控振蕩器 （NCO） 配置在感興趣的波段中心和 4 分位數塊中 被利用。精細的 DDC 配置為繞過 NCO，以及額外的 使用4分程和6 dB數字增益。其結果 配置為總抽取值16，數據速率為250 MSPS，數字頻率為0 dB 增益，并在粗略的NCO中選擇單個非零NCO頻率設置 樂隊中心。

通過應用程序編程啟用組件配置 接口（API）可從AD9081產品頁面獲得。摘要 表 1 顯示了本文中使用的相關主要接收器 API 函數。

單通道性能測量 與計算預測相比

接收器性能的電子表格計算如圖3所示。 該分析保持簡單，僅包括主要接收器的增益項， 噪聲和三階截距。圖中顯示了噪聲系數和噪聲功率的噪聲。首先，顯示了RF組件的級聯分析。這是添加的 接下來是ADC性能。包含兩者的級聯計算的詳細信息 RF元件和ADC包含在“寬帶接收器綜述”中 架構選項。2最后，性能反射回接收器RF 連接器輸入并在圖 3 底部進行了總結。

圖3.接收機性能計算：首先顯示RF級聯。然后將RF性能添加到ADC性能中，以進行完整的接收器性能預測。然后，性能被反饋回接收器連接器輸入，直接在RF輸入端代表有效的ADC。

測量滿量程輸入功率和輸入三階截點 點 （IIP3） 如圖 4 所示。從左側開始，使用滿量程輸入 功率，圖 3 中的預測估計值為 –21 dBm，而測量值為 圖4的標稱值為-20 dBm±頻帶中心為1 dB。在 帶邊是由于抗混疊濾波器，實際上濾波器形狀可以是 從這個數據中看到。一兩個dB內的增益匹配被認為是合理的，因為 電子表格中可能未考慮額外的dB左右的損失。在 將圖 3 右側的 IIP4 數據與圖 3 中的預測進行比較， 我們看到IIP3比預測的略好約1 dB，其中 通道 2 在 2.8 GHz 時的驟降除外。IIP3數據也被視為 相當接近級聯預測。

圖4.針對滿量程功率和輸入IP3的單通道測量。測量結果根據接收器RF連接器輸入進行校準。

接下來，有必要描述快速傅里葉變換（FFT）分析。 我們描述中提供的所有數據均基于 FFT 和處理以產生 來自FFT數據的測量。圖 5 顯示了示例 FFT。頂部 圖用于單個通道，而底部圖用于組合和 校準通道。

圖5.FFT 測量示例。

使用圖5中的單通道FFT，我們可以將噪聲密度與 圖 3 中的預測。圖3中的級聯計算估計了噪聲 當RF部分與ADC級聯時，密度為–145 dBFS/Hz。圖5的單通道測量結果為–144.3 dBFS/Hz，因此級聯 計算似乎再次與測量值緊密對齊。

對于圖5底部的組合FFT，執行校準 如“DAC/ADC IC上的集成硬化DSP改善寬帶”中所述 多通道系統“和”使用多芯片的上電相位確定性” 集成寬帶DAC和ADC的同步特性”3,4并對數據求和。然后調整滿量程以適應組合數據的位增長，最后執行相同的FFT。通過這種方法， 滿量程組合電平接近平均通道電平和 動態范圍有所改善，由于組合增益，接下來將看到。

單通道與組合通道 接收器測量

噪聲密度和雜散信號

我們想研究組合時的噪聲和雜散改善 渠道。同樣感興趣的是觀察組合通道影響與輸入 功率電平和頻率。結果如圖6和圖7所示。

圖7.單通道和組合通道噪聲密度以及雜散與頻率的關系：在每個頻率上捕獲十次。圖上的每個點代表一個FFT。

從圖6左側開始，噪聲密度與輸入的影響 可以觀察到功率。在低功率水平下，10log（N） 的 12 dB 改進為 在系統中實現 N = 16 個通道。隨著功率的增加，請注意 組合輸出噪聲密度的增加速度略快于低于 各個頻道。這是跨 渠道。在這些數據集的情況下，退化僅為大約 1 dB，因此在組合通道時仍有顯著改善。這 相關源被認為是鎖相環 （PLL） 在單個AD9081或可能的RF輸入源中與四個通道共用 使用。自 10 dB 改進以來，沒有進行進一步調查 測量仍然相當重要。

圖6的右側詳細介紹了系統的雜散性能。 在以下情況下，雜散性能也有顯著改善 組合通道，表示雜散在通道之間不相關。 刺激改善是一個相當積極的結果。在這些數據捕獲期間， 已經花費了大量精力來評估特定頻率的特定雜散 補償。一個意想不到的觀察結果是，馬刺看起來相當隨機。 單通道中最差的雜散在各個通道之間并不相同，并且確實 在組合數據中不顯示為最差的雜散，除了特定的 二次諧波情況如圖7所示。有兩種解釋 馬刺的隨機性。首先，起點相當不錯，因為 如圖 5 的 FFT 所示。次要影響是測試設置對所有16個通道的數據采集大小以及這些通道的FFT長度有限 捕獲所有 4096 個通道時，數據捕獲限制為 16 個點。在 盡管數據捕獲長度很長，但仍能觀察到<90 dBc的雜散。 未來的多通道測試平臺將尋求延長FFT長度。

圖 7 顯示了類似的單通道和組合通道性能與 頻率。對于這些數據集，每個頻率捕獲了 10 次。每 圖上的點表示單個 FFT。這些數據的功率電平為 標稱值為 –5 dBFS。

圖7左側的噪聲密度數據顯示，各個通道 與圖3中所有通道和所有通道的估計值相當一致 頻率。綜合數據顯示，相當一致的改進 目標頻率兩端的 ~11 dB，與圖 6 一致 相關功率級別。

圖7右側的雜散也顯示出相當一致的組合通道改進。位于2.65 GHz的雜散值得評論。 在此頻率下，有第二個諧波落在帶內并導致 單通道雜散需要提升。此頻率點包含在數據中 因為它與評估折疊諧波引起的雜散影響有關 當通道組合時。有兩個有趣的觀察結果。這 首先是馬刺看起來不相關，其次是存在一個 跨通道的雜散電平范圍廣。這是一個積極的結果，似乎 表明組合輸出仍然可以接近 10log（N） 改進 超越最糟糕的渠道支線。它還表明，通過改進布局 設計上，通道層面的雜散可能會得到改進。我們做到了 不再進一步調查，但指出此處要記錄的觀察結果 結果。

幅度和相位穩定性

圖7中的數據有助于評估幅度和相位穩定性 因為每個頻率都獲取多個數據集。結果顯示 在圖 8 的晶須或 MATLAB 箱形圖中。?

圖8.幅度和相位穩定性測量：圖7中采集的數據的晶須圖。數據集由 10 個捕獲組成，名義上超過 5 秒。上圖中的幅度穩定性顯示一致性在千分之一dB以內。下圖中的相位穩定性顯示了十分之一度內的相位穩定性。

選擇 MATLAB 箱線圖是因為可用數據量有限。箱須圖是旨在提供快速數據集的圖形 分發信息。盒須有五個主要組成部分 情節。紅線表示數據集的中位數，而藍色表示 圍繞紅線的框表示 數據。此范圍稱為四分位距 （IQR）。該框包含 數據集的 50%。框上方和下方是代表 視為數據集的最大值和最小值。任何謊言的數據點 超出 1.5 × IQR（第一個四分位數到第三個四分位數 + 1.5 IQR）的范圍是 被視為異常值，由單個紅十字數據點表示。 在圖8的幅度穩定性圖中，比較了所有幅度 通道和組合輸出。對于相位穩定性，單相 將通道與組合輸出端的相位進行比較。這是 必需，因為在此測試設置中數據捕獲是異步的。是的 有趣的是，時鐘分布可以從 相位穩定性數據。請注意相位穩定性數據中盒子的形狀如何以四個為一組匹配：通道 1-4、5-8、9-12 和 13-16。這些渠道 代表每個AD9081內部的四個通道，每個AD9081都有一個專用的ADF4371 PLL。在此特定集合中相位漂移匹配的觀察結果 的四組表示相位穩定性由PLL主導。這 觀察結果與我們最近的相位噪聲分析一致。5

組合 2 音測量

我們的最終數據集是2音測量，用于評估通道組合時互調產物的影響。結果顯示在 圖 9 和圖 10。

圖 10.組合互調積與頻率的關系：組合互調積電平接近各個通道的平均值。

結果表明，互調產物是相關的，并且它們接近 通道電平互調乘積的平均值。此結果與“使用商用收發器的數字陣列： 噪聲、雜散和線性度測量。6

意見摘要

使用這套全面的測量方法，現在可以解決幾個關鍵點 總結一下。

對于組合通道：

振幅：組合輸出的振幅接近平均值。 這是一個自然的結果，因為首先要進行校準以對齊通道 振幅和相位。

噪聲密度：

在低功耗下，可以實現10log（N）的改進。

當功率增加到接近滿量程時，相關項可能具有 由于任何共享電路的影響。測量表明只有 1 dB 16 個通道的降級。

雜散信號：

馬刺似乎比最初預期的更隨機。這是一個積極的 結果并啟用動態范圍改進時通道 組合在一起。

最差的雜散通常可以提高10log（N）。

組合 16 通道結果顯示 90 dBc 或以下的雜散信號， 這是相當不錯的，再次與單通道高電平相媲美 高性能窄帶接收器。

應考慮在將來的評估中使用更大的FFT長度以改進 用于雜散分析的FFT動態范圍。

互調：互調產物相關，沒有 預計動態范圍會有所改善。這是分階段的已知問題 陣列社區。由于與動態范圍相關的其他術語隨著通道的組合而得到改進，因此未來的系統和規格可能會有所改進 線性度受互調產物的限制。這一事實可能會推動 非線性校正的創新與強制方法的研究 互調產物在大型陣列中不相關。

幅度和相位穩定性：幅度一致性在千分之一以內 對于數據，觀察到十分之一度以內的dB和相位一致性 捕獲大約 5 秒的持續時間。我們相信階段 這種設計的穩定性受到用作數據轉換器時鐘的PLL的限制 源。如果需要提高相位穩定性，可以使用備用時鐘源 可以考慮。

結束語：出現16通道噪聲和雜散測量 相當出色，可與過去的高性能窄帶相媲美 接收機。這些數據表明，確實有可能分發許多 直接采樣接收器，實現數字波束成形陣列級可編程性， 并且仍然保持傳統窄帶系統的高性能指標。

結論

我們的目的是總結和量化一套全面的接收器 在具有代表性的多通道環境中進行測量 該系統 工程師可以用來推斷更大的相控陣模型。為此， 已經詳細描述了特定的直接采樣RF接收機設計， 已將測量結果與計算的性能預測進行比較， 本文介紹了單通道與組合通道噪聲密度、雜散和互調性能的改進。這是我們的希望 這些數據集對于工程師評估自己的設計非常有用 在基于發布的最新數據轉換器開發大型系統時 半導體行業。

審核編輯：郭婷