下一代無線電平臺正在以越來越快的速度轉向直接射頻采樣架構。這種架構可以顯著減小無線電的尺寸、重量和功耗(SWaP),但它帶來了新的挑戰(zhàn),即需要將數(shù)據(jù)轉換器仿真為RF器件,而不是基帶器件。本文將提供一種分析RF系統(tǒng)中GSPS ADC的方法。
介紹
在過去的20年中,模數(shù)轉換器(ADC)采樣率取得了令人難以置信的進步,從100年最先進的不到2000 MSPS到當前的數(shù)據(jù)轉換器通常采樣高于10 GSPS。隨著ADC采樣速率的提高,數(shù)據(jù)轉換器可以數(shù)字化的輸入頻率和瞬時帶寬也隨之增加。這種頻率的提高使GSPS ADC能夠消除外差級(如表1所示),并將數(shù)據(jù)轉換器拉近RF天線,從而實現(xiàn)無需外差級的直接RF采樣架構。這種轉變可能會給系統(tǒng)和RF工程師帶來挑戰(zhàn),因為ADC的行為與傳統(tǒng)RF器件(如混頻器、放大器和開關)不同。本文旨在解決GSPS ADC的三個關鍵RF方面:動態(tài)范圍、雜散規(guī)劃和噪聲性能。
模數(shù)轉換器動態(tài)范圍
接收器動態(tài)范圍是一個常用的性能指標,它指示 信號可以有多小,同時在 存在非常大的信號。在傳統(tǒng)的外差接收器中,動態(tài) 范圍通常會受到非線性RF器件(通常是混頻器)的限制。這 兩個關鍵的單獨性能指標相結合,為動態(tài)范圍提供信息 是噪聲系數(shù) (NF) 和輸入三階交調截點 (IIP3)。NF 通知 小信號接收能力,而IIP3通知上限 大信號處理。
NF和IIP3通常都不在GSPS ADC的規(guī)格表中,但 存在用于提取這些參數(shù)的信息。首先,考慮噪聲系數(shù)。 在ADC數(shù)據(jù)手冊中,這些規(guī)格及其相關單元幾乎 始終提供(請參閱表 2)。
規(guī)范 | 單位 |
滿量程 (FS) 輸入電壓 | 在p-p |
輸入阻抗 (R在) | 哦 |
噪聲頻譜密度 (NSD) | dBFS/Hz |
計算噪聲系數(shù) (NF)
根據(jù)這三個參數(shù),可以計算出GSPS ADC的噪聲系數(shù)。第一 滿量程輸入電壓需要從V p-p轉換為dBm。
其次,噪聲頻譜密度(NSD)需要從dBFS/Hz轉換 參數(shù)轉換為 dBm/Hz 參數(shù)。
最后,將以dBm/Hz為單位的NSD與本底熱噪聲進行比較 計算 GSPS ADC NF。
計算輸入三階 截點 (IIP3)
計算GSPS ADC的IIP3同樣簡單。在ADC數(shù)據(jù)手冊中, 應存在表 3 中所示的參數(shù)和相關單位。
規(guī)范 | 單位 |
IMD3 輸入功率 (P在) | dBFS |
IMD3 級別 | 分貝 |
要計算IIP3,必須首先將輸入音轉換為dBm,然后 計算很簡單:
使用公式4和5,數(shù)據(jù)中指定的以數(shù)據(jù)轉換器為中心的參數(shù) 表可以轉換為系統(tǒng)和射頻設計工程師的射頻參數(shù)。 本文末尾是使用公式4和5的示例計算。
虛假規(guī)劃
GSPS ADC中另一個經(jīng)常被誤解的概念是 規(guī)劃,重大虛假內(nèi)容。在傳統(tǒng)的外差接收器中, 最常見的雜散信號源是混頻器雜散,特別是M×N混頻器雜散。RF和系統(tǒng)設計具有雜散表、頻率規(guī)劃和 過濾技術,以嘗試減輕這些混頻器雜散。用于直接射頻采樣 系統(tǒng),沒有 M×N 雜散,因為沒有混頻器。相反,數(shù)據(jù) 轉換器本身是雜散的最重要來源,因此這些偽影 必須很好地理解。
在外差接收器中,數(shù)據(jù)轉換器采樣速率設置得足夠高 以滿足接收器通道所需的瞬時帶寬,通常 大約 2.5× 帶寬。在直接RF接收器中,數(shù)據(jù)轉換器 采樣率可能比所需的高幾個數(shù)量級 通過瞬時帶寬。這稱為過采樣,它有 對雜散和噪聲規(guī)劃產(chǎn)生重大影響。
直接RF采樣架構中值得關注的兩個最大的雜散信號 是二次諧波失真 (HD2) 和三次諧波失真 (HD3)。 這些雜散可以發(fā)生在ADC的單個奈奎斯特區(qū)內(nèi),也可以 別名或環(huán)繞相鄰奈奎斯特區(qū)并返回到所需的 樂隊。兩個例子說明了這個概念。具有采樣速率的高速ADC 的 6 GSPS 具有從直流到 3 GHz 的第一個奈奎斯特區(qū)和第二個奈奎斯特區(qū) 從 3 GHz 到 6 GHz。載波頻率為 800 MHz 的輸入正弦波將 創(chuàng)建一個 2.1 GHz 的 HD6 產(chǎn)品和一個 3.2 GHz 的 HD4 產(chǎn)品 — 在本例中為 輸入音、HD2 和 HD3 都位于同一個奈奎斯特區(qū)。對于第二種情況, 將載波頻率從 800 MHz 增加到 1.8 GHz。現(xiàn)在是HD2產(chǎn)品 將下降到3.6 GHz,HD3產(chǎn)品將下降到5.4 GHz - 兩者都是 位于第二個奈奎斯特區(qū)。這些 HD2 和 HD3 產(chǎn)品將別名為 第一奈奎斯特區(qū)分別為2.4 GHz和600 MHz。HD2 產(chǎn)品別名 在第一個奈奎斯特區(qū)中將出現(xiàn)在 2.4 GHz 中,HD3 產(chǎn)品別名在 第一個奈奎斯特區(qū)將出現(xiàn)在600 MHz。第二次使用有什么有趣的地方 情況是,現(xiàn)在HD2和HD3產(chǎn)品都高于和低于所需的水平 語氣。優(yōu)化此頻率規(guī)劃對于直接RF采樣至關重要 建筑和工程師。
一個常見的問題是“我可以用多少瞬時帶寬實現(xiàn) 最高的無雜散動態(tài)范圍(SFDR)?對于直接RF采樣架構,這個問題可以解釋為“多少瞬時帶寬” 我可以在避免HD2,HD3及其別名產(chǎn)品的同時實現(xiàn)嗎?分析這個 問題很復雜,因為答案會隨著輸入頻率而變化。有 可用的工具,例如ADI公司頻率折疊工具,可以 幫助工程師了解潛在的雜散,但圖 1 中的圖是 第一和第二奈奎斯特區(qū)的全面總結。
圖1.HD2 和 HD3 區(qū)域,用于直接射頻采樣 ADC。
有八個區(qū)域用于帶寬規(guī)劃,每個區(qū)域都有一個屏障,M×除以2 或 N×除 3 邊界。這樣,與混頻器虛假規(guī)劃有相似之處。在一個區(qū)域內(nèi),標識的 BW。.MAX是最高的瞬時帶寬 在該區(qū)域可以實現(xiàn),但載波頻率和帶寬組合將達不到該最大值。此圖表旨在給出射頻 和系統(tǒng)工程師有機會優(yōu)化采樣率、載波頻率、 以及以連貫的方式做出帶寬決策,從而優(yōu)化接收器的性能。當選擇這些參數(shù)的組合時,避免HD2和 HD3,那么最大的雜散可能來自時鐘、電源或隔離效應 在數(shù)據(jù)轉換器中,但這些雜散信號通常比HD20低2 dB。 這種優(yōu)化可以顯著提高接收器的SFDR性能。
噪聲性能
正如所審查的那樣,過采樣對于虛假規(guī)劃很重要,但同樣如此 對噪聲性能很重要。在外差接收器中,ADC采樣 速率與所需帶寬匹配良好,噪聲性能 數(shù)據(jù)轉換器直接映射到接收器的噪聲性能。這種噪音 性能通常指定為信噪比 (SNR)。另一個關鍵 噪聲規(guī)格為NSD,如“計算噪聲系數(shù)”一節(jié)所述 (NF)。SNR和NSD由以下方面相關:
隨著NSD性能的提高,信噪比也將得到改善。在過采樣中 直接RF采樣架構,數(shù)據(jù)轉換器中的噪聲不直接 映射到接收器的噪聲性能。過采樣率必須 也被考慮。在過采樣接收器中,數(shù)字化信號必須去 通過抽取濾波器實現(xiàn)所需的瞬時帶寬。這些 抽取濾波器通常是半帶或第三波段濾波器,但它們可以采用 其他訂單。只要抽取濾波器本身經(jīng)過精心設計, 它們可以提供幾乎無噪聲的帶寬降低,這對于 系統(tǒng)噪聲性能。接收器中的總體抽取比為 所有抽取濾波器值的級聯(lián)乘積。例如,如果接收器 使用四個級聯(lián)半帶濾波器,則整體抽取比為 2×2×2×2 或 16.重述SNR方程并考慮抽取可提供 以下內(nèi)容:
對于給定的采樣速率,ADC的NSD是固定的。因此,隨著抽取的增加, NSD保持不變,接收器的帶內(nèi)SNR將增加。 對于理想的抽取濾波器,這意味著 過采樣直接RF采樣架構將使SNR提高2 dB。實際抽取濾波器會導致一些噪聲下降,但通常小于 每個濾波器的十分之一分貝。根據(jù)公式3中的示例,總抽取 的 7× 將使接收器的 SNR 提高 16 dB,這是非常 重要!
將一切整合在一起
提到的三個概念具有最好通過以下方式理解的相互作用 舉個例子。AD9082是一款先進的直接RF采樣收發(fā)器,具有 兩個 6 GSPS ADC 和四個 12 GSPS 數(shù)模轉換器 (DAC)。出于本分析的目的,重點僅放在ADC上。性能參數(shù) 對RF和系統(tǒng)設計人員很重要的內(nèi)容從數(shù)據(jù)手冊中提取 并在表 4 中列出。
規(guī)范 | 價值 | 單位 |
采樣率 | 6 | 普惠制 |
滿量程 (FS) 輸入電壓 | 1.475 | 在p-p |
輸入阻抗 (R在) | 100 | 哦 |
噪聲頻譜密度 (NSD) | –153 | dBFS/Hz |
IMD3 輸入功率 (P在) | –7 | dBFS |
IMD3 級別 | –77* | 分貝 |
*數(shù)據(jù)手冊規(guī)格為 –84 dBFS,輸入為 –7 dBFS,相當于 –77 dBc |
計算本文介紹的重要RF參數(shù):
AD3的IIP9082比器件的噪聲系數(shù)高10 dB以上。這 是動態(tài)范圍的一個關鍵方面,表明該器件能夠承受非常大的干擾信號,同時仍能檢測到較小的所需信號。 作為參考,高性能混頻器的噪聲系數(shù)通常為~10 dB,并且 IIP3 為 >20 dBm,也顯示了兩種規(guī)格之間的 >10 dB 差距。
對于雜散和噪聲規(guī)劃,將圖表一起顯示是有意義的。 圖2顯示了AD9082在1.2 GHz單音輸入下的SFDR和SNR圖。
圖2.測量的AD9082的SNR和SFDR與抽取的關系。
隨著抽取的增加,SFDR 和 SNR 的性能都會得到改進 被觀察。對于SFDR,增加是通過過濾掉HD2產(chǎn)品獲得的。當抽取從 2× 增加到 4×時,HD2 產(chǎn)品會脫離帶外,并且 被數(shù)字過濾掉。從 8× 抽取到 16× 時,HD3 產(chǎn)品會脫落 的頻段,并被數(shù)字濾除。對于高于 8 的所有抽取設置×SFDR 的AD9082大約為100 dB或更高。第一個和最后一個數(shù)據(jù)的FFT 點顯示性能的提高。適當?shù)念l率規(guī)劃導致 HD2、HD3 和其他雜散產(chǎn)物脫離所需音調的帶外 在 1.2 GHz 時,在所需的瞬時帶寬內(nèi)增加 SFDR。
圖3.AD9082無抽取。測得的信噪比為56.4 dBFS,測得的SFDR為67 dBc。
圖4.抽取設置為9082×的AD96。測得的信噪比為 72.8 dB,測得的 SFDR 為 105 dB。
SNR是一種更線性的改進,因為抽取濾波器減少了 接收器鏈的集成噪聲。在沒有抽取的情況下,信噪比為 56.4 dBFS;在 8×抽取,信噪比為63.5 dBFS;在抽取 96× 時,信噪比為 72.8 dBFS。 相比之下,~100 MSPS的同類最佳數(shù)據(jù)轉換器性能 AD9467和LTC2208等器件的SNR為75 dB,SFDR為100 dBc。 外差信號鏈長期以來一直要求這種性能 其中常用AD9467等ADC。AD9082可以實現(xiàn) 相同的噪聲和動態(tài)范圍,同時消除外差信號鏈尺寸, 重量、功率和成本,而且它還能夠擴展到更高的瞬時 所需帶寬!
總結
直接RF采樣架構為RF和系統(tǒng)設計人員提供了 比任何其他架構都更多的設計權衡。但是翻轉 該數(shù)組的一面是,圍繞樣本需要做出艱難的決定。 速率、帶寬、動態(tài)范圍、雜散和噪聲。現(xiàn)代直接射頻采樣 然而,設備可以應對挑戰(zhàn)!如以下示例所示 文章,AD9082可以編程為多種模式。在寬帶模式下, AD9082可實現(xiàn)~56 dBFS的信噪比和~70 dBc的SFDR,并通過 軟件重新配置為窄帶模式,AD9082可實現(xiàn)SNR ~73 dBFS 和 SFDR 為 ~105 dBc。窄帶和窄帶之間的靈活性 寬帶模式在保持同類最佳性能的同時是獨一無二的 適用于AD9082等器件。它還要求工程團隊設計 這些直接RF采樣收發(fā)器考慮了接收器設計的許多方面 同時優(yōu)化無線電設計。
審核編輯:郭婷
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