同步整流器可以提高開關(guān)電源效率，特別是在低壓低功耗應(yīng)用中。本文將同步整流器與肖特基二極管類型進(jìn)行比較，并說明了一些在其應(yīng)用中有用的電路技巧。

為了取得成功，下一代便攜式產(chǎn)品，如個(gè)人通信器和數(shù)字助理，必須在電池充電之間提供至少12小時(shí)的運(yùn)行時(shí)間。實(shí)現(xiàn)這一 12 小時(shí)目標(biāo)的大部分進(jìn)展必須來自射頻、計(jì)算機(jī)和電池技術(shù)，因?yàn)殡娫葱阅芤呀咏鼧O限。典型的轉(zhuǎn)換效率已經(jīng)超過95%。盡管如此，電源必須擠壓電池的全部?jī)r(jià)值。同步整流器是同步整流器，尤其是在未來微處理器和存儲(chǔ)芯片需要的低輸出電壓下。

同步整流器是一種電子開關(guān)，通過在開關(guān)模式穩(wěn)壓器中的二極管整流器上放置一條低電阻導(dǎo)通路徑來提高功率轉(zhuǎn)換效率。MOSFET通常用于此目的，但雙極晶體管和其他半導(dǎo)體開關(guān)也適用。

開關(guān)模式整流器兩端的正向壓降與輸出電壓串聯(lián)，因此整流器的損耗幾乎完全決定效率。隨著電源電壓逐漸下降，整流器的設(shè)計(jì)需要更多關(guān)注，因?yàn)槠骷恼驂航嫡驾敵鲭妷旱谋壤絹碓酱蟆ｋS著每個(gè)主要μP制造商將連續(xù)的制造工藝上線，向新電壓水平的競(jìng)賽正在急劇進(jìn)行。目前，即將發(fā)布的μP傳言表明VCC為1.1V。

如果您認(rèn)為低壓電源還有很長(zhǎng)的路要走，請(qǐng)考慮聯(lián)合電子設(shè)備工程委員會(huì) （JEDEC） 已經(jīng)起草了 2.5V 低壓電源的接口標(biāo)準(zhǔn)。除此之外，還需要一個(gè)用于端接高速數(shù)據(jù)總線的1.5V電源的標(biāo)準(zhǔn)，例如66MHz Gunning收發(fā)器邏輯總線。施樂公司的Bill Gunning發(fā)明的總線由144個(gè)或更多的漏極開路晶體管驅(qū)動(dòng)器組成，每個(gè)驅(qū)動(dòng)器都有一個(gè)50w的電阻上拉到1.5V電源。其他低壓數(shù)據(jù)總線包括Rambus，F(xiàn)uturebus，HSTL和CTT。因此，低壓電源總線可能很快就會(huì)出現(xiàn)。

即使在3.3V電壓下，整流器損耗也很大。對(duì)于具有3.3V輸出和12V電池輸入的降壓穩(wěn)壓器，除其他損耗機(jī)制外，肖特基二極管的0.4V正向電壓的典型效率損失約為12%。在較低的輸入電壓下，損耗并不那么糟糕，因?yàn)檎髌鞯恼伎毡容^低，因此導(dǎo)通時(shí)間較短。然而，肖特基整流器的正向下降通常是主要的損耗機(jī)制。

圖1顯示了使用同步整流器的效率增益。對(duì)于7.2V的輸入電壓和3.3V的輸出，同步整流器將肖特基二極管整流器的效率提高了約4%。圖1還顯示，隨著輸出電壓的降低，同步整流器的效率增益更大。

圖1.基于高性能降壓開關(guān)模式穩(wěn)壓器并由標(biāo)準(zhǔn)7.2V筆記本電腦電池供電的數(shù)據(jù)顯示，同步整流器在5V時(shí)對(duì)效率影響不大，但在3.3V及以下時(shí)有顯著改善。

二極管與同步整流器

在沒有并聯(lián)同步整流器的情況下，開關(guān)穩(wěn)壓器中整流二極管兩端的壓降（圖2a）會(huì)導(dǎo)致效率損失，隨著輸出電壓的下降，效率損失會(huì)加劇。圖2a中的肖特基二極管的簡(jiǎn)單降壓轉(zhuǎn)換器在電感放電時(shí)箝位開關(guān)節(jié)點(diǎn)，即電感的擺動(dòng)端。

在圖2b的同步整流器版本中，一個(gè)大的N溝道MOSFET開關(guān)取代了二極管，并形成半橋配置，將開關(guān)節(jié)點(diǎn)箝位至?0.1V或更低。圖2a中的二極管將該節(jié)點(diǎn)箝位至?0.35V。直觀地說，這兩種整流器的損耗都會(huì)隨著輸出電壓的降低而增加。在 VIN2VOUT 時(shí)，整流器壓降與負(fù)載電壓串聯(lián)，約為開關(guān)周期的一半。隨著輸出電壓的下降，整流器中損失的功率成為負(fù)載功率的更大比例。

使用二極管或MOSFET整流器之間的基本權(quán)衡是驅(qū)動(dòng)MOSFET柵極所需的功率是否抵消了減小正向壓降所獲得的效率。同步整流器的效率增益在很大程度上取決于負(fù)載電流、電池電壓、輸出電壓、開關(guān)頻率和其他應(yīng)用參數(shù)（參見圖2中的表格）。更高的電池電壓和更輕的負(fù)載電流增強(qiáng)了同步整流器的價(jià)值。主開關(guān)的占空比等于 1-D，其中 D 等于 ton/（ton + toff），隨著電池電壓的增加而增加。此外，正向壓降隨著負(fù)載電流的增加而減小。

圖2.同步整流器只需用低R代替（a）中的肖特基二極管DS（ON）場(chǎng)效應(yīng)管 （b）.這種低電阻導(dǎo)通路徑將 5V 至 3.3V 3A 轉(zhuǎn)換器的效率提高至 3% 至 4% 左右。

柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)是計(jì)算同步整流器效率增益的關(guān)鍵因素。例如，您可以通過使用 5V 柵極驅(qū)動(dòng)（如邏輯電平 MOSFET）而不是輸入（電池）電壓來降低柵極損耗。您只需從由電池供電的 5V 線性穩(wěn)壓器為柵極驅(qū)動(dòng)供電即可。更好的是，您可以從穩(wěn)壓器的輸出電壓自舉柵極驅(qū)動(dòng)器的電源軌。（這種方法以旁路開關(guān)的形式增加了初始上電的復(fù)雜性。此外，還必須權(quán)衡與降低柵極電壓相關(guān)的較低損耗與較高的R。DS（ON）由增強(qiáng)程度較低的 MOSFET 引起。

在比較二極管和同步整流器時(shí)，請(qǐng)注意，同步整流器MOSFET并不總是取代通常的肖特基二極管。為防止高端和低端MOSFET的開關(guān)重疊可能導(dǎo)致破壞性的交叉?zhèn)鲗?dǎo)電流，大多數(shù)開關(guān)穩(wěn)壓器都包含死區(qū)時(shí)間延遲。同步整流器 MOSFET 包含一個(gè)積分寄生體二極管，可用作箝位，并在此死區(qū)時(shí)間內(nèi)捕獲負(fù)電感電壓擺幅。然而，該體二極管損耗大，關(guān)斷緩慢，并可能導(dǎo)致1%至2%的效率下降。

因此，有意從電源中擠出最后一個(gè)百分點(diǎn)效率的設(shè)計(jì)人員將肖特基二極管與同步整流器MOSFET并聯(lián)。該二極管僅在死區(qū)時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通。與硅體二極管并聯(lián)的肖特基二極管在較低電壓下導(dǎo)通，確保體二極管永不導(dǎo)通。通常，以這種方式使用的肖特基二極管可能比簡(jiǎn)單降壓電路所需的類型更小、更便宜，因?yàn)槠骄O管電流較低。（肖特基二極管的峰值電流額定值通常遠(yuǎn)大于其直流電流額定值。需要注意的是，在高開關(guān)頻率下，死區(qū)時(shí)間的傳導(dǎo)損耗可能會(huì)變得很大。例如，在死區(qū)時(shí)間為300ns的100kHz轉(zhuǎn)換器中，額外功耗等于I負(fù)荷× V前輪驅(qū)動(dòng)對(duì)于6.2V、5W電源，×td × f = 1 mW（其中f是開關(guān)頻率，td是死區(qū)時(shí)間），這意味著效率損失約為0.5%。

輕負(fù)載效率是計(jì)算機(jī)長(zhǎng)時(shí)間處于幾乎休眠掛起模式的移動(dòng)應(yīng)用程序的關(guān)鍵參數(shù)。對(duì)于便攜式設(shè)備中常用的降壓型開關(guān)模式穩(wěn)壓器，同步整流器的控制電路對(duì)輕載效率和噪聲性能有很大影響。輕載或空載條件下的關(guān)鍵問題是MOSFET關(guān)斷信號(hào)的時(shí)序。

當(dāng)負(fù)載電流較輕時(shí)，電感電流放電至零，變?yōu)椴贿B續(xù)或反轉(zhuǎn)方向。在處理此問題時(shí)，您至少有三種選擇。您可以繼續(xù)保持同步開關(guān)打開，直到下一個(gè)周期開始，允許電感反轉(zhuǎn)。您可以在輕負(fù)載時(shí)完全禁用同步整流器。或者，您可以檢測(cè)電感電流的過零點(diǎn)，并逐周期關(guān)閉同步整流器。每種方法都涉及不同領(lǐng)域的權(quán)衡。

過去，設(shè)計(jì)人員廣泛使用的選項(xiàng)是保持電感開關(guān)導(dǎo)通，直到下一個(gè)周期開始（圖 3a），這需要使用互補(bǔ)波形驅(qū)動(dòng) MOSFET 柵極。這種方法產(chǎn)生的噪聲較低，并允許采用簡(jiǎn)單的控制方案：柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)只是高邊開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的反相、相反相位版本。噪聲較低有兩個(gè)原因，這兩個(gè)原因都與連續(xù)電感電流有關(guān)。首先，沒有脈沖跳躍可確保恒定的開關(guān)頻率，無論負(fù)載如何。恒定的基波開關(guān)頻率可確保諧波頻率下的輸出紋波和EMI不會(huì)對(duì)音頻或無線電系統(tǒng)的IF頻段造成嚴(yán)重破壞。其次，這種方法消除了由電感和開關(guān)節(jié)點(diǎn)上的雜散電容組成的諧振電路可能引入振鈴的死區(qū)時(shí)間。

讓電感電流反轉(zhuǎn)的缺點(diǎn)是同步整流器從輸出端拉電流。該電路在下一個(gè)半周期內(nèi)替換這些損失的輸出能量。然而，在周期開始時(shí)，當(dāng)高端開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，電路將早期電流反轉(zhuǎn)期間存儲(chǔ)的電感能量傳輸?shù)捷斎肱月冯娙荨?/p>

這個(gè)動(dòng)作類似于永動(dòng)機(jī)，其中能量在輸入和輸出電容器之間穿梭。不幸的是，摩擦破壞了所有永動(dòng)機(jī)方案。在這種情況下，摩擦包括開關(guān)和I2R損耗。當(dāng)能量來回穿梭時(shí)，電路會(huì)消耗所有微小寄生電阻和開關(guān)效率低下的功率。因此，需要額外的能量來維持穿梭動(dòng)作。最明顯的后果是5.2V、5W電路的空載電源電流（典型值為1mA）。

第二種選擇是在輕負(fù)載時(shí)完全關(guān)閉同步整流器，提供簡(jiǎn)單性和低靜態(tài)電源電流。通常將此方法與脈沖跳躍操作結(jié)合使用，該操作由輕負(fù)載脈沖頻率調(diào)制 （PFM） 控制方案控制。每當(dāng)電路進(jìn)入輕負(fù)載脈沖跳躍模式時(shí)，電路就會(huì)禁用同步整流器，讓隨附的并聯(lián)肖特基二極管完成所有工作。禁用同步整流器可防止電感電流反轉(zhuǎn)，并且不會(huì)出現(xiàn)來回穿梭能量的問題。

最后一個(gè)選項(xiàng)是檢測(cè)電感電流的過零并快速鎖存同步整流器，逐周期關(guān)閉同步整流器（圖 3b）。這種方法提供了最高的輕負(fù)載效率，因?yàn)橥秸髌髟诓辉试S電感電流反轉(zhuǎn)的情況下完成其工作。但是，為了有效，開關(guān)穩(wěn)壓器IC的電流檢測(cè)放大器用于監(jiān)控電感電流，必須將高速與低功耗相結(jié)合。

圖3.允許電感電流反轉(zhuǎn)可提供低噪聲特性，這對(duì)于具有RF數(shù)據(jù)鏈路的無線計(jì)算機(jī)很重要，但會(huì)降低輕負(fù)載效率（a）。在輕負(fù)載時(shí)關(guān)閉同步開關(guān)會(huì)產(chǎn)生類似于二極管整流器（b）的振鈴波形。

圖4.如果使用互補(bǔ)柵極驅(qū)動(dòng)方法，并且輸出負(fù)載較輕，則電感電流在同步整流器的導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)反轉(zhuǎn)，下一個(gè)半周期開始，電流反向流過高端MOSFET（MOSFET是雙向的）。在開關(guān)死區(qū)時(shí)間內(nèi)，電流流過寄生二極管。

邏輯控制輸入可以將同步整流器操作從互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)選項(xiàng)轉(zhuǎn)換為零點(diǎn)關(guān)閉選項(xiàng)（圖 5）。當(dāng)?shù)碗娖綍r(shí)，*SKIP*允許正常工作：該電路對(duì)重負(fù)載采用脈寬調(diào)制（PWM），對(duì)于輕負(fù)載，電路自動(dòng)切換到低靜態(tài)電流脈沖跳躍模式。當(dāng)高電平時(shí)，無論負(fù)載如何，*SKIP* 都會(huì)強(qiáng)制 IC 進(jìn)入低噪聲固定頻率 PWM 模式。此外，對(duì)*SKIP*施加高電平會(huì)禁用IC的過零檢測(cè)器，允許電感電流反轉(zhuǎn)方向，從而抑制寄生諧振LC諧振電路。

這種控制對(duì)于具有內(nèi)置無線電的計(jì)算機(jī)非常方便。當(dāng)無線電不使用并且主機(jī)系統(tǒng)從運(yùn)行模式進(jìn)入掛起模式時(shí)，電源會(huì)自動(dòng)采用其輕負(fù)載脈沖跳躍模式以節(jié)省電源。如果RF收發(fā)器導(dǎo)通，則邏輯信號(hào)強(qiáng)制電源進(jìn)入低噪聲模式，無論輸出負(fù)載如何，都能保持安靜工作。

圖5.該N溝道降壓穩(wěn)壓器具有低噪聲邏輯控制輸入，可動(dòng)態(tài)調(diào)整同步整流器的時(shí)序。

與同步整流器的柵極驅(qū)動(dòng)時(shí)序相關(guān)的另一個(gè)問題是使用反激繞組可以獲得的多個(gè)輸出的交叉調(diào)節(jié)。許多設(shè)計(jì)人員都知道，在降壓穩(wěn)壓器的電感器內(nèi)核上放置一個(gè)額外的繞組或耦合電感可以提供輔助輸出電壓，而成本相當(dāng)于二極管、電容器和幾美分的電線（圖 6）。然而，很少有設(shè)計(jì)人員知道同步整流器可以幫助調(diào)節(jié)此輸出。

圖6.次級(jí)繞組的反饋輸入（SECFB）極大地改善了輕初級(jí)負(fù)載或低I/O差分電壓條件下多個(gè)輸出的交叉調(diào)節(jié)。

通常，圖6中的耦合電感反激技巧在高端開關(guān)導(dǎo)通時(shí)將部分能量存儲(chǔ)在內(nèi)核中，并在同步整流器的低端開關(guān)導(dǎo)通時(shí)通過次級(jí)繞組將部分能量放電至輔助15V輸出。放電期間，初級(jí)兩端的電壓等于V外+ V坐，其中 V外是主輸出和 V坐是同步整流器的飽和電壓。因此，次級(jí)輸出電壓等于初級(jí)輸出乘以匝數(shù)比。

不幸的是，如果同步整流器在零電流時(shí)關(guān)閉，并且初級(jí)負(fù)載很輕或不存在，則15V輸出將下垂至地，因?yàn)榇藭r(shí)內(nèi)核不存儲(chǔ)能量。如果同步整流器保持導(dǎo)通，初級(jí)電流可以反轉(zhuǎn)，使變壓器以正向模式工作，從而提供理論上無限的輸出電流能力，防止15V輸出下垂。不幸的是，靜態(tài)電源電流受到很大影響。

然而，圖6中的電路實(shí)現(xiàn)了出色的交叉調(diào)節(jié)，而靜態(tài)電源電流沒有損失。第二個(gè)額外的反饋環(huán)路檢測(cè)15V輸出。如果該輸出處于穩(wěn)壓狀態(tài)，則同步整流器像往常一樣在零電流時(shí)關(guān)斷。如果輸出降至13V以下，則在初級(jí)電流達(dá)到零后，同步整流器將保持導(dǎo)通一微秒。因此，即使主15V輸出無負(fù)載，5V輸出也可以提供數(shù)百毫安的電流。該方案還在低V值下提供了更好的15V負(fù)載能力在-V外，隨著電池電壓隨著放電而下降，這一點(diǎn)變得很重要。

次級(jí)側(cè)同步整流器

次級(jí)繞組上的多個(gè)同步整流器可以取代多輸出非隔離應(yīng)用中常用的高壓整流二極管（圖 7）。這種替代可以顯著改善輔助輸出的負(fù)載調(diào)整率，并且通常無需線性穩(wěn)壓器，否則您可以添加線性穩(wěn)壓器來提高輸出精度。您必須選擇擊穿額定值足夠高的 MOSFET，以承受反激電壓，反激電壓可能遠(yuǎn)高于電池電壓。將次級(jí)側(cè) MOSFET 的柵極直接連接到主同步 MOSFET（DL 端子）的柵極，可提供必要的柵極驅(qū)動(dòng)。

圖7.耦合電感次級(jí)輸出可受益于同步整流。為了適應(yīng)負(fù)輔助輸出，只需交換次級(jí)側(cè) MOSFET 的漏極和源極。（為清楚起見，此簡(jiǎn)化原理圖省略了使開關(guān)穩(wěn)壓器工作所需的大部分輔助元件。

另一個(gè)巧妙的技巧使同步整流器能夠?yàn)楦叨碎_關(guān)MOSFET提供柵極驅(qū)動(dòng)。利用外部開關(guān)節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生高于電池電壓的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)，可在同步整流器降壓轉(zhuǎn)換器中對(duì)兩個(gè)開關(guān)使用 N 溝道 MOSFET。與 P 溝道類型相比，N 溝道 MOSFET 具有許多優(yōu)勢(shì)，因?yàn)樗鼈冏吭降妮d流子遷移率使柵極電容和導(dǎo)通電阻提高了近 2：1。

飛電容升壓電路提供高端柵極驅(qū)動(dòng)（圖 8）。跨接電容器與高端 MOSFET 的柵極-源極端子并聯(lián)。該電路或者通過二極管從外部 5V 電源對(duì)該電容器充電，并將電容器與高端 MOSFET 的柵源端子并聯(lián)。然后，充電電容器充當(dāng)內(nèi)部柵極驅(qū)動(dòng)逆變器的電源電壓，其與幾個(gè)并聯(lián)的74HC04部分相當(dāng)。受開關(guān)節(jié)點(diǎn)偏置，逆變器的負(fù)電源軌位于LX端子的功率開關(guān)波形上。

圖8.BST和LX之間的電容由開關(guān)節(jié)點(diǎn)（電感的左端）驅(qū)動(dòng)，為上柵極驅(qū)動(dòng)逆變器提供高架電源軌。

同步整流器對(duì)于圖8的柵極驅(qū)動(dòng)升壓電源是必不可少的。如果沒有這個(gè)低邊開關(guān)，就無法保證電路在初始上電時(shí)啟動(dòng)。首次通電時(shí)，低側(cè) MOSFET 強(qiáng)制開關(guān)節(jié)點(diǎn)至 0V，并將升壓電容器充電至 5V。在第二個(gè)半周期，柵極驅(qū)動(dòng)器的DH輸出切換為高電平，將升壓電容連接到MOSFET的柵源電介質(zhì)上。將5V柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)泵浦到電池電壓以上可提供接通高端開關(guān)所需的增強(qiáng)電壓。

到目前為止，我們專注于降壓拓?fù)涞耐秸髌鳌５牵部梢栽谏龎汉头聪嗤負(fù)渲屑尤胪秸髌鳌D9中的升壓穩(wěn)壓器在有源整流器模塊中采用內(nèi)部pnp同步整流器。升壓拓?fù)湟笳髌髋cVOUT串聯(lián)，因此IC將pnp集電極連接到輸出，將發(fā)射極連接到開關(guān)節(jié)點(diǎn)。整流器控制塊的快速比較器檢測(cè)整流器是正向偏置還是反向偏置，并相應(yīng)地驅(qū)動(dòng)pnp晶體管打開或關(guān)閉。當(dāng)晶體管導(dǎo)通時(shí)，自適應(yīng)基極電流控制電路使晶體管保持在飽和邊緣。這種情況最大限度地減少了基極電流造成的效率損失，并通過最小化存儲(chǔ)基極電荷引起的延遲來保持高開關(guān)速度。

圖9.該升壓穩(wěn)壓器中的內(nèi)部同步整流器，即有源整流器，取代了該位置經(jīng)常使用的肖特基整流器。

pnp同步整流器的一個(gè)有趣的附帶優(yōu)點(diǎn)是它能夠提供升壓和降壓動(dòng)作。對(duì)于普通升壓穩(wěn)壓器，輸入電壓范圍受通過電感和二極管的輸入至輸出路徑的限制。（這種不需要的路徑是簡(jiǎn)單升壓拓?fù)渲泄逃械摹Ｒ虼耍绻鸙IN超過VOUT，則通過整流器的導(dǎo)通路徑可能會(huì)向上拖動(dòng)輸出，從而可能因過壓而損壞負(fù)載。

圖9中的pnp整流器電路在開關(guān)模式下工作，即使VIN超過VOUT，有源整流器也充當(dāng)開關(guān)。這種作用更類似于調(diào)節(jié)電荷泵，而不是降壓穩(wěn)壓器，因?yàn)榻祲汗ぷ髂Ｊ叫枰诟邏簜?cè)安裝第二個(gè)開關(guān)。圖9電路的效率接近線性穩(wěn)壓器的效率：在四節(jié)電池的電壓范圍內(nèi)（高達(dá)6.2V）的效率相當(dāng)好。

產(chǎn)生負(fù)電壓的反相拓?fù)浞€(wěn)壓器（有時(shí)稱為降壓-升壓穩(wěn)壓器）是同步整流的有用應(yīng)用。與升壓拓?fù)湟粯樱聪嗤負(fù)鋵⑼秸髌髋c輸出串聯(lián)，而不是接地（圖 10）。在本例中，同步開關(guān)是N溝道MOSFET，其源極與負(fù)輸出相連，漏極與開關(guān)節(jié)點(diǎn)相連。

圖 10.反相拓?fù)湟笸介_關(guān)與輸出串聯(lián)。

該電路通過將IC的GND引腳連接到負(fù)輸出電壓而不是電路地，誘使所得的300kHz降壓穩(wěn)壓器充當(dāng)反相拓?fù)溟_關(guān)。該開關(guān)穩(wěn)壓器的效率約為 88%，比同類異步整流器電源高出 4%。

審核編輯：郭婷