許多基于奔騰處理器的主板制造商一直在尋找一種經濟的解決方案，以解決為當前一代奔騰 P54C 供電的問題，并適應即將上市的升級處理器。現有處理器對處理器內核和 I/O 使用單電源。對于最高頻率的產品，所需的電源電壓為 3.5V ±100mV（VRE 規格）。對于時鐘頻譜的較低性能端，3.3V ±5% 的電源電壓就足夠了。最近，英特爾重新指定了標準的3.3V CPU，以便在3.5V下工作。這允許任何時鐘頻率的設計采用3.5V單電源供電。I/O 環和芯片組應由與 CPU 內核相同的電壓供電，無論是 3.3V 還是 3.5V。

即將上市的 P55C 升級處理器需要為內核和 I/O 單獨供電。標稱內核電壓的目標是2.500V±5%，而I/O電源仍標稱為3.3V。還有一個處理器引腳，VCC2DET，位于位置 AL1，在 P55C 上與地面粘合，但在 P54C 上打開。P54C的內核和I/O電源引腳在片內短接在一起，帶來了一個顯著的復雜性。圖1顯示了系統框圖。如果內核和 I/O 電源不能提供成比例的電流，則可能會損壞 P54 金屬化。圖 1580 所示的基于 LT1587 / LT2 的電路將根據 V 的狀態自動向 CPU 和 I/O 電路提供所需的電壓CC2DET用引腳固定并在兩個穩壓器之間分擔負載。

圖1.系統配置。

圖2.電源原理圖。

一個簡單的解決方案

這款雙通道線性穩壓器電路采用一個 LT1580 作為 CPU 內核電源，采用一個 LT1587 作為 I/O 電源。LT1580 具有一個精準基準、遠端檢測和極低的壓差電壓。當受到最壞情況分析的審查時，它能夠滿足嚴格的VRE電壓規格。LT1587 的額定電流為 3.0A 最大電流，足以為大多數臺式機系統的 I/O 電源供電。如果需要超過 3A 的 I/O 電流 — 例如，您的設計具有非常大的二級高速緩存 — 則可通過改變一個電阻值 （R2） 來替代能夠提供 1585.5A 電流的 LT0A。有關詳細信息，請參閱設計公式。

運算放大器U1強制兩個穩壓器在輸出因CPU金屬化而短路在一起時共享負載電流。負載電流由兩個低值電流檢測電阻R12和R13檢測。這些電阻實際上是在印刷電路板上實現為短走線。該設計不依賴于檢測電阻的絕對值是否準確;電路只需比例匹配即可正常工作。在PC板生產批次中，電阻比將得到很好的控制。

放大器U1上拉U2的Adjust引腳，提高I/O穩壓器的輸出電壓，直到兩個穩壓器之間建立適當的電流比。當檢測電阻兩端的壓降相等時，滿足此條件。穩壓器電流與檢測電阻值成反比，因此與電阻走線長度成反比。如果需要不同的電流比，只需根據給定的公式重新計算走線長度即可。滿載時電阻兩端的壓降約為25mV。當然，如果需要，也可以使用分立電阻，但與PCB走線相比，它們的成本相當高。

非理想元件將轉化為均流比誤差。如圖所示的元件中，導致均流誤差的最大因素是誤差放大器失調電壓。經濟型 LT1006CS8 （最大值為 400μV） 的極低失調確保了僅 1.6% 的最差情況份額誤差。如果使用 LT1006 的通孔版本，則此誤差會下降五倍。使用該運算放大器可以進一步降低檢測電阻的值。

如果用戶應升級到 P55C，E3 現在已接地。這將關閉 Q2，允許 Q1 和 Q3 打開。Q1 使 LT1580 的部分反饋分壓器短路，從而將其輸出降低至 2.500V。Q3將U1的同相輸入拉低，迫使運算放大器輸出接地。D1現在反向偏置，有效地斷開運算放大器與電路的連接，導致I/O穩壓器的輸出降至3.3V。電阻R11在為P2供電時拉起D54的陰極，使二極管漏電流不會導致均流誤差。

LT1580 允許遠程檢測 CPU 上的負載電壓。此外，通過在檢測線路中插入一個低值電阻，會引入一個小的有意負載調節誤差，可以看出，這將降低穩壓器的峰峰值瞬態響應。穩壓誤差在負載上得到了很好的控制，與任何走線電阻或寄生效應無關。該技術可減少控制內核電壓瞬變所需的輸出電容量。

結論

使用少量低成本組件，可以消除對可更換電源模塊的需求，并且仍然滿足將微處理器升級到改進技術的愿望。此外，該解決方案可實現“防白癡”設計，防止施加不適當的電源電壓，從而損壞昂貴的CPU。

設計方程式：

假設 VS約25mV，

1oz銅厚度為0.0036cm

2oz銅厚度為0.0071cm

對于 1oz 銅 PC 板，請使用 0.127cm （0.050“） 寬走線

對于 2oz 銅 PC 板，請使用 0.064cm （0.025“） 寬走線

其中 L 是以厘米為單位的跡線長度

R 是所需的電阻

RS是銅的比電阻率：1.72μΩ cm

t 是 PC 板的銅厚度，單位為 cm

審核編輯：郭婷