在上一期的本文（一）中，我們談到了常見的衰減式唱放的設計方法，僅是粗略的談了一點兒，在實際制作中肯定考慮的事情還要稍微多點兒，例如管子的選擇、總增益的計算、電路結構的不同（分為衰減式、負反饋式）、失真的控制（對于小信號來講，這并不是重點，但依舊要考慮）、頻響的要求（這點兒很重要，對于唱放均衡電路來講，其頻響通常要達到100KHz）、均衡特性的誤差、電路是否還要兼顧MC唱頭放大的部分功能等等，事實上，在這個簡短的文章中，我們不可能面面俱到，最主要的還是需要我們自已掌握一些基本的電路知識，在這個基礎上再來涉及到唱放電路的設計制作。

我們再回到本文的主題，也就是為朋友設計的這臺6N3衰減式唱放電路。

在本文中所涉及到的設計中，我不再對各級的放大倍數、輸出阻抗進行詳細的介紹，那些基礎知識如果看家有興趣可自行下載各種書籍復習。

朋友使用的唱機采用的是MM唱頭，但是考慮到之后他仍有可能升級到MC唱頭的應用，所以這個電路設計中雖然適用于MM唱頭的放大，但是依然可以在本電路的第一級前加入10倍的唱頭輸入變壓器以達到兩種唱頭的通用。

圖一是6N3這只國產雙三極管的基本特性

圖 一

對于這個衰減式唱放電路，首先的主要構思就是兩級共陰極放大加一級陰隨器電路的形式，將衰減網絡安排在電路的第二級共陰極放大電路與最后的陰隨器電路之間，這樣的好處是可以較好的利用陰隨器電路的阻抗匹配作用。

對于唱放電路來講，為了盡量減少各級阻容耦合電路時間常數對于均衡網絡的不利影響，最好的辦法是采用級間直耦（輸出級除外），所以在設計本唱放前，就決定了這個電路除了輸出耦合電容外全程直耦處理，這樣看上去各級的工作點牽扯太多，但實際上對于整機RIAA均衡特性的控制是有莫大好處的。

將不包含具體網絡參數的原始電路給了出來，如圖二所示

圖 二

朋友希望這臺唱放的靈敏度高一些，也就是電路的放大倍數大一些，所以本電路將6N3的屏極負載電阻取到82K阻值。

要計算均衡網絡中的R8、R14、C2、C7的準確參數，如文一所講，我們必須要先求出第二級電路的輸出阻抗，先求出管內阻：

Ri=μ/S=35/5.9≈6KΩ

電路輸出阻抗：Rsc=6k//82K≈5.6K

我們設:R8=120K

則：C7=2187/(120+5.6)= 17.412n

C2=750/(120+5.6)= 5.971n

R14=318/17.412=18.263K

那么包含均衡網絡元件參數的完整電路如下圖三所示：

圖 三

得出圖三的完整電路以后，我們肯定要對電路所得到的RIAA均衡特性進行檢查，以核查本電路的均衡特性與RIAA標準均衡特性間的精度誤差。

圖四中的綠線代表的是圖三電路所得到的真實均衡特性曲線，紅線則是RIAA標準均衡特性曲線。

圖 四

圖四的特性初看上去好像不錯，但是仔細對比，你會發現，圖三電路所得到的低頻特性曲線比標準曲線的增益要略高一些，大概10Hz的幅度要略高過零點幾分貝，100KHz處的高頻增益要低過標準均衡特性曲線一些，為了精確越見，我將圖四中的誤差部分放大查看，低頻和高頻增益差別如下圖五、圖六所示

圖 五

圖 六

圖五中可以瞧見，本電路在低頻20Hz處的增益與標準RIAA均衡特性相比高了約0.135dB；圖六中可以得知，本電路在20KHz高頻增益相比于RIAA標準增益低了97.6mdB，約低了0.1dB左右(但是在100KHz的高頻處增益低了約0.8dB)。

從圖五、圖六的實際仿真結果來看，我們的電路在計算時的精確度在20Hz的低頻處增益高了約0.135dB、在20KHz處的增益低了約0.1dB，相比于大多數的唱放而言，這個值已經相當不錯了，但是如果我們要追求更高的均衡特性精度呢？例如它為什么20Hz的低頻增益高了0.135dB？20KHz的高頻增益低了0.1dB呢？我們是否能夠通過更精確地計算或措施能讓這個電路達到與標準均衡特性更小的誤差？相信，這個更高的目標才是我們設計這個唱放的最終目的。

我們將低高頻增益誤差的問題，一個一個逐步解決，先來分析低頻增益誤差產生的原因。

在電子管唱放電路中，如果我們按照正常的設計思路，將均衡網絡前的電壓放大級輸出阻抗值已經計算出并代入到電路，依舊出現了低頻增益增大或減小的情況，毫無疑問，那是由于放大電路輸出阻抗的計算出現了偏差所致（如本文的前文一所交待的內容）。在圖三計算均衡網絡的電路中，已經按照電路的要求計算得到了第二級電壓放大級的輸出阻抗約為5.6K，從仿真得到的結果看，顯然這個值依舊有較大的誤差。誤差出現在哪兒？

在計算管子內阻時，管子的內阻為6KΩ,我們是按照管子物理特性的基本公式得到的，那就是管子的內阻等于電子管的放大倍數與跨導的比值Ri=μ/S。這有錯誤嗎？這個公式顯然是正確的，但問題的根源在于，跨導值對于一只三極管來講，并不是一個一成不變的常數，當跨導產生變化時，電子管的管內阻也自然發生了改變。

如果了解真空管基礎知識的朋友們應該清楚，對于一只三極管來講，它的μ放大系數通常是一個常數，不過，其跨導與內阻卻并一定，手冊中管子的內阻通常指的是其位于陽柵特性曲線的平滑上升段處的典型值，但是在管子處于較小屏流的彎曲段時，其跨導與內阻相比于其平直上升段的值會有顯著的不同，這時其內阻通常較典型值高，跨導變低（此時跨導與內阻的乘積值通常不會改變，亦就是μ值不會產生明顯變化），仔細分析圖三唱放電路低頻增益相比標準變高的原因，毫無疑問，是我將電子管典型工作狀態下的管內阻代入到了計算公式中，亦就是說，6K歐的管內阻是廠家所給出的這只管子在推薦工作狀態下（曲線平滑上升段）的典型值，但可能并不是這只管子在工作在較小屏流狀態下的精確值。為了求得6N3這只管子在圖三電路的工作點下較為準確的管內阻值，所以特地將6N3這只管子的特性曲線找了出來并精確求解，在本電路中第二級工作在屏流約為2.5mA處的較小值，如圖七：

圖 七

第二級電路工作點柵負壓約為-3V，所以在圖七中我選用了-3V的那根柵壓陽流曲線，在其中選擇了2mA和3mA上所對應的兩點屏壓，根據變化的陽壓除以陽流，計算得出，在這一區間，6N3的管內阻等于：

（141V-130V)/(3mA-2mA)=11KΩ

由此看來，在較小屏流下的管內阻遠大于我們之前代入到電路中的6K歐管內阻值。

我們將11K歐管內阻代入到電路中重新計算第二級電路的輸出阻抗：

Rsc=11K//82K≈9.7KΩ

在圖三電路計算時，我們是按照Rsc=5.6K代入到電路進行計算的，現在實際的9.7K輸出阻抗相比于之前的5.6K值多了4.1KΩ，所以我們要將這個多出的4.1K值從120K（R8）的那個電阻中扣除，這樣我們可以確保在圖三電路中的C2、C7、R14值不變的情況下得到更加精確的低頻特性，如下圖八所示：

圖 八

從圖八中可以看到，即使將20Hz處的特性單獨拿出進行放大對比，其特性相較于標準特性也是完全重合的，其誤差可以忽略不計（圖上標計為誤差為0dB，實際上精度小于0.01dB沒有問題）。

從本文圖六可知，本電路在100KHz高頻增益相比于RIAA標準增益低了0.8dB，在20KHz處約低了0.1dB左右，這個問題所產生的根源是在哪兒呢？簡單的常識，這個現象跟采用電壓三極管作為末級的陰隨器無關，因為陰隨器是100%的電壓負反饋，其單級的頻響輕松上MHz且可以保持完全平直。這個電路在音頻域極高頻段中細微的衰減完全是電路本身的開環特性所致，與均衡網絡無關。

也許有人會問：憑什么武斷的說這個極高頻的均衡特性精度誤差是電路的開環特性引起？事實上，這個電路的開環頻響特性是可以計算出來的，我們通過如下公式：

(式中，C0為電路輸入電容、Rsc為電路輸出阻抗)

（式中AV為電路放大倍數）

我們通過計算圖八所示電路（不考慮均衡網絡和陰隨器電路影響，只考慮前兩級電壓放大電路的頻響上限），先求出第二級電路的等效輸入電容。

C0=2.6+1.3(1+31)=44pF (31為電路放大倍數)

上式中的第一級電路輸出阻抗同第二級電路輸出阻抗大致一致，約為9.7K，代入到上式可以求出來前面兩級電路的頻響上限約為370KHz（-3dB），通常在這個指標下，圖八的唱放電路在100KHz下的本底衰減就有零點幾分貝了。

對于一個無環路負反饋，且沒有任何特性均衡措施的電路來講，對于其頻響特性的自然衰減和高頻拓寬是無能為力的，只有自然遵從。但是在這個唱放均衡電路中，對于這個電路的高頻特性，我們是可以進行補償的，例如電路的高頻衰減多了，我們可以讓均衡網絡在高頻的衰減幅度減少一些，這個互補的原理很簡單，相信有點兒基礎的朋友們都會理解。

最終，在圖八電路中的那只R8電阻上，并聯了一個由R7與C1串聯的RC網絡，讓數百千赫極高頻的信號不通過那只116KΩ電阻，使得極高頻信號的增益抬升細微，讓本電路的高頻均衡特性與標準均衡網絡特性完全重合，最終修改的電路以及所對應的均衡特性與標準均衡特性的對比如下圖九所示：

圖 九

通過圖九本電路均衡特性與標準RIAA均衡特性的對比，可以看出，圖九電路的理論仿真值與標準RIAA均衡特性達到了完全一致，自此，本文的6N3唱放電路在設計上達到了成功，其理論精度誤差與標準特性相比小于0.01dB。

當然，唱放電路在實際制作中遠沒有如此簡單，例如本文為補償極高頻的R7與C1的串聯，那只C1可以利用小型空氣可變電容進行調整得到，但前提是需要對其極高頻的頻響進行完整的測試，測試頻率要達到100KHz，可能您會發現其極高頻頻響與我們這兒給出的還存在著一些不同，因為在唱放的焊接搭棚或者PCB設計時，還存在著電壓放大級的信號線與地線間的分布電容，它們的平行走線、交叉位置的不同導致的分布參數都會有細微不同，而這些不同也會引起電路極高頻特性的細微區別。但是對于優秀的唱放來講，個人DIY最大的困難在于要得到如此高的RIAA均衡精度必須要依靠極為昂貴的儀器進行測量，這對于絕大多數的朋友來講幾乎是不可能的。同時，這個電路中的幾只陰極旁路電容的容量不得隨意減小，否則陰極阻容電路所帶來的時間常數的變化將直接影響到整機最后的低頻特性，將會使得本電路為追求極高的均衡精度所付諸的努力前功盡棄。

整機中對元件精度要求最高的是R8、C2、C7、R14，如有可能，它們最好精確到Ω、pF，電阻可以通過多只電阻的串聯獲得，電容可以通過多只電容的并聯得到，它們必須通過數字電橋或者至少四位半數字表的精細挑選配對，同時它們的溫漂必須盡量的小。

相比于負反饋式唱放均衡電路的設計來講，衰減式均衡網絡具有計算簡單、衰減特性容易滿足、聲音自然的優點，這也是衰減式均衡網絡得到無數廠家和DIY發燒友喜愛的原因。