隨著家庭和辦公室開放式布局設計的出現(xiàn)以及日漸轉(zhuǎn)向混合動力電動汽車和電動汽車，愈發(fā)需要更安靜、高效的電機控制。即使是非常小的聲學差異，也會對可聞噪聲造成顯著影響。

利用具有更高功率密度、更高集成度和更高效系統(tǒng)的電機控制電路等先進的實時控制技術(shù)，可幫助您實現(xiàn)更出色的系統(tǒng)聲學性能。一些其他策略包括使用連續(xù)脈寬調(diào)制（PWM） 的矢量磁場定向控制 （FOC） 算法，減少振動的特定控制算法，以及應用死區(qū)時間補償和 PWM 生成來降低可聞噪聲的集成控制。

由于這些不同的產(chǎn)品和策略都可以降低運動控制應用中的可聞噪聲，因此可能很難確定哪種策略更適合您的應用。在本文中，我將以 BLDC集成控制柵極驅(qū)動器為例，列出降低運動控制應用中可聞噪聲的三種出色方式。

PWM

用于降低電機控制應用中可聞噪聲的第一種策略是連續(xù) PWM。PWM
是一種技術(shù)，通過導通和關(guān)斷晶體管來產(chǎn)生輸出波形，從而讓電機電壓在給定時間處于高電壓或低電壓狀態(tài)。然后，電機中的電感對這些波形進行濾波，以便基本上平均輸出波形。調(diào)整占空比（波形導通時間與關(guān)斷時間之比）將改變平均電壓。圖2 展示了使用 PWM 生成正弦波的一個示例。

圖 2：使用 PWM 生成正弦波的示例

例如，德州儀器 （TI） MCF8315A BLDC 集成控制柵極驅(qū)動器是一款無傳感器 FOC 電機驅(qū)動器，可實現(xiàn)連續(xù)和非連續(xù)空間矢量 PWM
方案。連續(xù)調(diào)制有助于減小低電感電機的電流紋波，但由于所有三個相位互相交錯，因此會導致更高的開關(guān)損耗。非連續(xù)調(diào)制的開關(guān)損耗更低（因為一次只有兩個相位互相交錯），但電流波紋更高。在圖3 和圖 4 中，您可以看到連續(xù)和非連續(xù) PWM 的差異。

圖 3：相電流波形與快速傅里葉變換 （FFT） 非連續(xù) PWM 之間的關(guān)系

圖 4：相電流波形與 FFT 連續(xù) PWM 之間的關(guān)系

死區(qū)時間補償

用于降低電機控制應用中可聞噪聲的第二種策略是死區(qū)時間補償。在電機控制應用中，在半橋中高側(cè)和低側(cè)金屬氧化物半導體場效應晶體管的開關(guān)之間插入死區(qū)時間可避免發(fā)生擊穿。插入死區(qū)時間后，相節(jié)點上的預期電壓與施加的電壓會有所不同，相節(jié)點電壓會在相電流中引入不必要的失真，進而導致可聞噪聲。

要管理這種額外的噪聲，工程師可以利用諧振控制器集成死區(qū)時間補償，以便控制相電流中的諧波分量，從而緩解因死區(qū)時間導致的電流失真，如圖 5 所示。

圖 5：無傳感器 FOC 死區(qū)時間補償分析

例如，TI 的 MCF8316A BLDC 集成控制柵極驅(qū)動器（一款無傳感器 FOC 電機驅(qū)動器）采用此內(nèi)置功能來優(yōu)化多種電機頻率下的聲學性能，如圖6 所示。

圖 6：實施 PWM 調(diào)制和死區(qū)時間補償來優(yōu)化 MCF8316A 聲學性能

可變換向模式

用于降低電機控制應用中可聞噪聲的最后一種策略是可變換向模式。在梯形換向中，有兩種主要配置：120 度和 150 度。120度梯形換向可能會導致更多的聲學噪聲，因為較長的高阻抗周期會導致扭矩波紋增大，如圖 7 和 8 所示。150度梯形換向只能在低速下運行，因為檢測過零的窗口期很短。

為了應對這些挑戰(zhàn)并提高聲學性能，工程師可以構(gòu)建能夠在 120 度梯形換向和 150 度梯形換向之間動態(tài)切換的電機驅(qū)動器系統(tǒng)。這種動態(tài)調(diào)制可以改善
BLDC 電機控制期間的整體聲學性能。

圖 7：相電流和 FFT - 120 度換向

圖 8：相電流和 FFT - 150 度換向

例如，TI 無傳感器 BLDC 集成梯形控制柵極驅(qū)動器（如 MCT8329 和 MCT8316）采用此內(nèi)置功能來優(yōu)化多種電機頻率下的聲學性能，如圖 9
所示。

圖 9：實施具有動態(tài)調(diào)制的可變換向模式來優(yōu)化 MCT8316A 聲學性能

結(jié)語

TI在加大運動控制技術(shù)的投資，助力構(gòu)建更高效的聲學敏感型系統(tǒng)，其構(gòu)建塊旨在滿足聲學要求。當您設計系統(tǒng)時，請記得采用這三種出色方式來降低電機控制應用中的可聞噪聲。