選型無源混頻器的時(shí)候，發(fā)現(xiàn)變頻損耗一般都大于6dB，為什么做不到更小？

我印象中，在看混頻器資料的時(shí)候，說混頻器的變頻損耗的理論值是3.9dB，但是沒有去深究過到底是為啥。

小伙伴這個(gè)問題提出來了，然后我覺得，這個(gè)問題查查資料，應(yīng)該能得出答案。

于是，我就開始看資料了。

但是，理想豐滿，現(xiàn)實(shí)骨感，發(fā)現(xiàn)自己看了接近一上午，并沒有搞懂。

寫出來，讓大家一起來看看。

如果混頻器是無源混頻器的話，比如二極管混頻器時(shí)，其總的變頻損耗是由多個(gè)損耗因素組成的，如下圖所示。

理想情況下，混頻器只產(chǎn)生上邊帶和下邊帶，所以與輸入信號相比，會(huì)有3dB的損耗。

輸入和輸出的變壓器，會(huì)在兩個(gè)邊帶上疊加上0.75dB的損耗。

因?yàn)槎O管的級聯(lián)電阻Rs，所以還會(huì)有二極管損耗。

根據(jù)下式，對二極管損耗進(jìn)行計(jì)算：

假定Rs=8 ohm，那么Diode Loss=0.5dB，所以混頻器的總的變頻損耗為：

章節(jié)中，還有一些其他的內(nèi)容，也還是有知識盲點(diǎn)，沒有弄懂。從上下文看，上面的這個(gè)例子，是針對雙平衡混頻器的。

接著，我又打開另外一篇文獻(xiàn)，即文獻(xiàn)[2]。

發(fā)現(xiàn)，不但沒能解決文獻(xiàn)[1]中的知識盲點(diǎn)，反而更迷糊了。文獻(xiàn)中，完全又是另外一種思路。

文中，詳細(xì)推導(dǎo)變頻損耗的過程是基于單端混頻器的。所謂單端混頻器，如下圖所示，RF輸入和LO輸入，通過耦合器或者濾波器，同時(shí)輸入至傳輸線，而該傳輸線的另一端是一個(gè)二極管。

如上圖所示的模型，因?yàn)榻Y(jié)電容和封裝寄生參數(shù)的影響，源電阻變?yōu)閆0.

本振信號，使得二極管，在接近一半的周期內(nèi)導(dǎo)通，另一半周期不導(dǎo)通。所以二極管的反射系數(shù)，隨著時(shí)間，周期變化。

然后文獻(xiàn)中，基于二極管的I/V曲線，推導(dǎo)出二極管的電導(dǎo)，又根據(jù)電導(dǎo)推導(dǎo)出反射系數(shù)，然后根據(jù)反射系數(shù)推導(dǎo)出反射電壓，然后就得到變頻效率，進(jìn)而得到變頻損耗為：

審核編輯：劉清