射頻設計的同學可能都會接觸到一個很關鍵的詞，就是ACLR，什么是ACLR?

ACLR: adjacentchannel leakage power ratio相鄰通道功率泄露比

看完后也許你會針對ACLR的維修有一定的幫助！！

我先把影響因素放到上面，針對不想看長篇大論的人可以直接一點，

因此總結我放在文章的開頭， **ACLR 劣化時，可以注意的8 ** 個方向:

**1. ****PA **輸出功率

**2. **PA Load-pull

**3. **PA Post Loss

**4. ****PA **的輸入阻抗

**5. **PA 輸入端的SAW Filter

**6. **Vcc 的IR Drop

**7. **校正

8. DC-DC converter Switching Noise

如何產生的：

1， 當你輸出功率太大，會使PA 操作在飽和區，產生非線性效應，如下圖:

而非線性效應，會衍生許多噪聲，例如 DC Offset，諧波，以及IMD(Intermodulation)，如下圖 :

而三階的IMD，即IMD3，其帶寬會是訊號的三倍，因此會使兩旁頻譜上漲，如

下圖[1]:

而IMD3，又牽扯到IIP3，IIP3越大，其產生的IMD3就越小。

所以簡單講，ACLR就是TX電路IMD3的產物，測ACLR 等于是在測你TX電路端的IIP3。

由上式可知，如果輸入功率小，使PA 操作在線性區，或是這顆PA 的IIP3 夠大，

那么ACLR 就可以壓低。

因為PA 的線性度與效率，是反比的，你ACLR 要低，那就是IIP3 要高，線性度要好，因此效率就低，耗電流就大。反之，你要耗電流小，那就是犧牲線性度，ACLR 就會差。所以一般而言，調PA 的負載時，多半就是調到最常用的50 ohm，以兼顧ACLR 跟耗電流。

2， WCDMA 的TX是BPSK（ 二進制移相鍵控法）調變，非恒包絡，因此其PA須Back-off（回退功率），來維持線性度[1-2]。當然，Back-off 越多

PA一般的設計輸出圖如下

PA 輸出端的Loss，例如FU, Duplexer, Matching, 走線的Insertion Loss，統稱Post Loss。如果你要達成Target Power(例如23.5 dBm) ，一旦Post Loss越大，意味著你PA 的輸出功率就越大，如下式跟下圖[3] :

Target Power(dBm)=PA output power(dBm)+PostLoss(dB)

如果PA 輸出功率越大，那就是Back-off 越少，越接近飽和點，當然其線性度也越差，其ACLR會跟著劣化。

3，

由上圖可知，PA 的input，同時也是DA(Driver Amplifier)的Load-pull。如果PA input 的阻抗，離50ohm太遠，即此時DA 的線性度不夠好，ACLR 就差，加上PA 是最大的非線性貢獻者，如果PA input 的ACLR已經很差，那么PA out 的ACLR，只會更差。一般而言，一線品牌大廠，其PA 輸出端正負5MHz的ACLR，都要求至少-40 dBc。

即表示PA input 的ACLR，至少要小于-50 dBc，(**由于****DA 的輸出功率，遠小于PA 輸出功率，因此ACLR 也會來得較低，再次證明ACLR ** 與輸出功率有關 )。

4， LO Leakage(本地震蕩泄露) 跟DPA 產生的2 倍諧波，有可能會在PA 內部，產生IMD3，進而使ACLR 劣化。

所以若在PA 前端，先用SAW Filter（聲表面濾波器）把2 倍諧波砍掉，可降低其IMD3，進一步改善ACLR。而若濾波器的陡峭度越好，則越能抑制帶外噪聲，因此理論上，使用BAW（Bulk Acoustic Wave反射濾波器）的ACLR，會比使用SAW 來得好。如圖

而FBAR（Film Bulk Acoustic Resonator）的帶外噪聲抑制能力，又會比BAW 來得好，

當然，有些平臺，在PA 前端，是沒加SAW Filter 的。而拿掉SAWFilter 之后，

其ACLR 也不會比較差。

這是為什么呢? 其實由以上分析可以知道，PA 前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR，主要原因是抑制Transceiver 所產生的OutbandNoise(包含諧波)。換言之，倘若Transceiver 的線性度夠好，所產生的OutbandNoise 很小，其實PA 前端是可以不用加SAW Filter 的，

但要注意，雖然PA 前端的SAW Filter 可抑制帶外噪聲，改善ACLR，但若其PA 輸入端SAW Filter 的Insertion Loss 過大，意味著DPA 需打出更大的輸出功率，以符合PA 的輸入范圍(若低于下限，則無法驅動PA)，如下式 :

P(Target)=P(out)-IL

而不管是PA，還是DA，若輸出功率越大，則ACLR 越差，如下圖:

若DPA 輸出功率大，使得PA 輸入端的ACLR 差，那么PA 輸出的ACLR，肯定只會更差。當然，若用FBAR，既可抑制帶外噪聲，Insertion Loss 又小，是個風險低的方案，但成本不低。

5，由下圖可知，Vcc 越小，其ACLR越差:

這是因為，放大器在閘極與汲極之間，會存在一個既有的寄生電容，又稱為米勒電容，即Cgd，如下圖 :

而當電壓極低時，其Cgd會變大。

上式是Cgd 的容抗，當Cgd 變大時，則容抗會變小，因此部分輸入訊號，會直接透過Cgd，由閘極穿透到汲極，即上圖中的Feedthrough 現象，導致輸出訊號有嚴重的失真。簡單講，低壓會讓PA 線性度變差，因此若Vcc 走線太長或太細，會有IRDrop，使得真正灌入PA 的Vcc 變小，那么ACLR 就會差。

當然，除了PA 電源，收發器的電源也很重要，否則若DPA 的電源因IRDrop 而變小，使得PA 輸入端的ACLR 變差，那PA 輸出端的ACLR，只會更差。

6，在校正時，常會利用所謂的預失真，來提升線性度:

而由下圖可知，做完預失真后，其ACLR 明顯改善許多，(因為提升了PA 的線性度)

7，一般而言，PA 電源，是來自DC-DCConverter，其功率電感與Decoupling電容關系如下：

由于DC-DC Converter 的Switching Noise，會與RF 主頻產生IMD2，座落在主頻兩側:

雖然IMD2 的頻率點，只會落在主頻左右兩旁1MHz 之處，理論上不會影響正負5MHz 的ACLR。但因為一般而言，DC-DC Converter 的Switching Noise，其帶寬都很寬，大概10MHz。因此上述IMD2 的帶寬，分別為5MHz 與15MHz，(WCDMA 主頻頻寬為5 MHz)，換言之，上述的IMD2，是很寬帶的Noise，故會影響左右兩旁正負5MHz 的ACLR。

因此，如果能有效抑制DC-DC Converter 的SwitchingNoise，便可抑制其IMD2，

進一步改善ACLR。故可利用磁珠或電感，來抑制DC-DC Converter 的Switching

Noise，如下圖 :

我們作以下6 個實驗 :

就假設DC-DC Switching Noise 為1 MHz，我們可以看到，在Case2,Case3,Case4，其1 MHz 的Insertion Loss 都變大，這表示在DC-DC 與PA 的穩壓電容之間，插入電感或磁珠，對于Switching Noise，確實有抑制作用。而由下圖可知，其WCDMA 的ACLR，也跟著改善。由于Case 3 的Insertion Loss 最大，因此Case 3 的ACLR 也確實改善最大。

8，承第7點，DC-DCConverter 的穩壓電容，與PA 的穩壓電容，絕不可共地，因為該共地，對DC-DCSwitching Noise 而言，是低阻抗路徑，若共地，則DC-DC Switching Noise，會避開磁珠或電感，直接灌入PA，產生IMD2，導致ACLR劣化。換言之，共地會使第8 點的磁珠或電感，完全無抑制作用。

而功率電感，磁珠或電感的內阻，也不宜過大，否則會產生IR Drop，使PA 線性度下降，ACLR劣化。

因此總結一下， **ACLR 劣化時，可以注意的8 ** 個方向:

**7. ****PA **輸出功率

**8. **PA Load-pull

**9. **PA Post Loss

10. **PA **的輸入阻抗

11.PA 輸入端的SAW Filter

12.Vcc 的IR Drop

**7. **校正

8. DC-DC converter Switching Noise