一、前言*
本推文介紹有關電流信號放大的基本知識,對兩種常用電流檢測電路結構的噪聲特性進行對比。
放大器的作用是將微弱信號放大到某種電平。一般來說,多數都是放大輸入電壓信號,但是對于傳感器來說,也有處理電流信號的情況,例如光二極管等光傳感器微小的輸出電流與輸入光的強度成比例。因此,使用的前置放大器最好是電流輸入型。
在例如,電力系統中使用的電流傳感器CT(Current Transformer)輸出的也是電流。所以就適應傳感器的種類來說,前置放大器可以分為電壓輸入和電流輸入兩種類型。
對于電壓輸出型型的傳感器,其與運放連接時一般要求運放閉環時阻抗足夠高,如下圖:
而電流輸出型的傳感器的內阻都比較高,其與運放連接時一般要求運放閉環時阻抗足夠低,如下圖:
二、電流輸入放大器的兩種接法
實現電流輸入的放大器有下圖所示的兩種方法。一種如圖(a)所示用輸入電阻將電流變換為電壓后再進行放大。另一種是利用負反饋降低輸入阻抗,實現純粹的電流輸入的前置放大(如圖b)。
(b)中的A是放大器的開環增益,一般非常高,因此(b)的等效輸入阻抗非常低,非常適合電流輸出型傳感器!
下面分析一下兩種接法的電路噪聲特性:
上述電路的放大倍數是1000倍,紅線框圖的噪聲計算有點問題(雖然最后結果基本正確),此處不是R1//R2的噪聲=4KT(R1//R2),約等于4KT 100,而應該是:4KTR1 (999/1000)^2 + 4KTR2/(1000^2)也)約等于4KT*100,雖然兩者基本相等,但不表示原計算正確,只是剛好R2>>R1的原因,否則原計算將偏差很大。具體的放大器噪聲計算方法與原理,詳見本微信公眾號里的'硬件設計'專輯里的‘放大器噪聲問題(1)~(4)'
此處計算,一般容易迷惑的是en為什么沒有乘增益?在計算時,假設電流源內阻足夠大,而輸入端開路,則Rc上無電流,則eout=en+Ic*Rc,而Ic=0,eout=en直接加到輸出端口了。
可見兩種接法的噪聲特性差別較大,這也是一般光電檢測電路都采用后者接法的原因之一。實際應用時,為了降低系統噪聲,需要限制帶寬,可以在Rc上并聯一個小電容。
在超低電流測試時,比如pA級別以下的電流測試時,運放必須用特制的超低偏置的高輸入阻抗運放(比如LMC6001,典型偏置電流2fA; ada4530-1,典型偏置電流<1fA),而且作為跨導放大器的反饋電阻,往往取10G--100G歐姆,才能把電流噪聲壓到足夠低,此反饋電阻越大,電路的檢測噪聲越低:根據Johnson 公式,可以測試的最小電流受電阻電流噪聲的功率限制I^2=4KTB/R , 其中k是玻爾茲曼常數,為1.38*10^-23,T是絕對溫度,B是帶寬,R是內阻, 例如取常溫27°,則T=300K、B=1Hz、R=10MΩ時,噪聲電流譜密度為40.7fA/sqrt(Hz),顯然這個噪音對于pA級微弱電流是太大了!若 R=1GΩ、T=300K、B=1Hz,噪聲電流有效值為4.07fA/sqrt(Hz),此時如果帶寬為100Hz,噪聲有效值就40.7fA, 還是太大,所以我們曾經試制時,此電阻取到100G歐姆,但100G歐姆的電阻的電壓系數、溫漂、介質吸收等問題都非常突出,選一個好的100G歐姆電阻不是一件容易的事,我們在以后推文中再整理此方面的筆記,先賣個關子!
吉時利被公認為是國際微電流測試的最高水平,其保持記錄的靜電計K642,里面的反饋電阻最大用到了1000G歐姆,其超低的電壓系數、溫漂、介質吸收,估計這電阻是特別設計定制的,這么大的電阻要保持低電感特性,其電阻材料的布置圖案都不會是方塊型,據說是蛇皮花紋形狀,至于為啥這種形狀的自感特性很低,有興趣的網友可以用ads建模仿真看看,有結果記得讓我也見識以下。
這種特別定制關鍵部件在很多高端設備里都是這么做的,比如像安捷倫公司的8位半數字萬用表里的ADC部件都是他們自己定制的,這種ADC市面上根本沒得賣。
三、大電流檢測
前面介紹的主要針對微小電流(mA量級以下),在噪聲特性性上,負反饋電流輸入前置放大器具有優越性,而在大電流(A量級)的檢測時,必須盡量抑制檢測電阻上的電壓降,如果這個檢測電阻消耗功率大,檢測電阻自身就會發熱,并引起電阻值發生變化同時增加功率損耗,因此大電流檢測時要求檢測電阻的值一定要低,因此前述第一種結構才適合大電流檢測,第二種結構(b)是適合微弱電流檢測的:
上圖的取樣電阻一般都比較小,可達幾十毫歐級別,問題是在焊接時接觸焊盤電阻會對高精度測試造成影響,一般在高精度測試時可以采用專門的四線制電阻:
由于測量或差動運放的非常高的輸入阻抗,rv電阻支路基本無電流,可以精確放大采用電阻R上的檢測信號
現在這種電流檢測發展為高側與低側兩種,如下圖所示,注意下圖3的低側檢測用反向放大器輸出正電壓而且可以檢測整個系統的功耗電流,比較巧妙:
注意檢測電阻的正確走線方法:
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